【正文】 穩(wěn)態(tài)條件下， 當 0=t=T1 時， Sa=0，且 11)(3 T iLssvsvv cbdcadcsa ????? （ ） T1=t=Ts 時 ,Sa=1,且 22)2(3 T iLssvsvv cbdcadcsa ??????? （ ） 若滿足快速電流跟蹤要求，則必須有 smssmsTIT wTIT ii ????? s i n21 （ ） 綜合式 （ ）、（ ）（ ） ， 并令 Sb=Sc=1， 當 T1=Ts 時，將取得最大電流變化率 得 wIvLmdc32? （ ） 以上 滿足抑制諧波電流時電感的設計 ： 考 若 慮電流峰值處 (w=π /2)附近一個 PWM 開關周期 (Ts)中的電流跟蹤瞬態(tài)過程。只考慮 VSR 單位功率因數(shù)正弦波電流控制的情況。以 VSR 正弦波電流控制為例，當電流過零時其，電流變化率最大，此時電感應足夠小，以滿足快速跟蹤電流要求 。 由于 ： dcpm vMV ? 將其代入（ ）式得： mmdcpmm wIUvMUUL /)s i ns i n( 22222 ???? ?? （ ） 顯然 ： 0s i ns i n 22222 ???? mdcpmm UvMUU ?? 即： vdc Um /MP （ ） 以上體現(xiàn)了 實現(xiàn) VSR四象限運行條件時 直流側(cè)電壓 vdc取值的下限值和 電感的上限值 。 Im— VSR 交流側(cè)基波相電流峰值 。 (與 PWM控制方式相關。 I—— VSR 交流側(cè)相電流矢量。 VL—— VSR 交流側(cè)電感電壓矢量 。參考文獻 [6]給出了其計算的依據(jù)如下： 1） 滿足 整流 流器 功率因數(shù)指標時電感的 設計 穩(wěn)態(tài)條件下 ， VSR 交流側(cè)矢量關系如圖所示，由于 |VL|=? L|I|,因此 VSR 交流側(cè)穩(wěn)態(tài)矢量關系體現(xiàn)了對其交流側(cè)電感 L的約束 。 可見， VSR 交流側(cè)電感對 VSR 系統(tǒng)的影響和作用是綜合的。 （ 2）濾除 VSR 交流側(cè) PWM 諧波電流從而實現(xiàn) VSR 交流側(cè)正弦波電流或一定頻帶范圍內(nèi)的任意電流波形控制。將 VSR 交流側(cè)電感的主要作用歸結如下 : （ 1）隔離電網(wǎng)電動勢與 VSR 交流側(cè)電壓。 VSR 交流側(cè)電感的 分析與 設計 在 VSR 系統(tǒng)設計中，其交流側(cè)電感的設計至關重要。從這個意義上講采用 SVPWM 方式顯然比 SPWM 控制方式更具有優(yōu)越性。在我們的仿真計算中，我們以 Udc =750V 為例子，由于 VSR 為 Boost AC/DC 變換器，因而在直流電壓一定的條件下，較低的網(wǎng)側(cè)電壓設計將導致裝置損耗增大。反過來說，在需要的直流電壓確定后，也可大致確定電源電壓值 滿足的關系。結合圖 26所示的矢量關系 及 SVPWM 調(diào)制技術的相關知識可知： （ 1） 在 SVPWM 控制模式下： 111 6322 AOAOABdcdclm UUUU UU ???? 中國礦業(yè)大學 2020 屆本科 生 畢業(yè)設計 第 18 頁 （ 2） 在 SPWM 控制模式下： 11 832*223AOABdcdclmUUUUU??? 在整流狀態(tài)時有 : ? ? 221 )( NSNSNAO ILIRUU ???? 在逆變狀態(tài)時有 : ? ? 221 )( NSNSNAO ILIRUU ???? 實際上，由于線路電阻 Rs 本身很小， Ls 上的電壓也不能積累太高，因此整流、逆變兩種狀態(tài)下的 UAO1值差別不大，可用比 UN略大的近似代替以計算粗略值。 三相 VSR 系統(tǒng)參數(shù)的設計與仿真 VSR 直流側(cè)與交流側(cè)電壓的確定與分析 UA O 1UNIN?UL UR UAO1?INUN UR a 整流狀態(tài) b 逆變狀態(tài) 圖 26 單位功率因數(shù)狀態(tài)下 VSR 的電壓電流矢量關系 因為整流器入端交流線電壓的基波是由直流側(cè)電壓通過 PWM調(diào)制 （關于 PWM調(diào)制和 SVPWM 技術第四章詳細介紹） 的結果 [14]，要保證二極管只在續(xù)流時導通，系統(tǒng)完全可控的前提，因此直流側(cè)電壓值必定不可能低于橋臂入端交流線電壓基波的峰值。并且有， ???? SiSiSiSiSi ccbbaa ???? ，得到： ???????????????????? LLSSLLdcdcdcsdcsiSiSiiidtdvCUSiRudtdiUSiRudtdi???????????? () 2 dq 坐標系下三相 VSR 的數(shù)學模型 在復平面上造一復矢量 ???? jxxX ?? ??X∈ ｛??E ??I ??S｝ 因此將式（ ）寫成復矢量形式 ，即 中國礦業(yè)大學 2020 屆本科 生 畢業(yè)設計 第 16 頁 ? ?????????????????????????SvERIdtdILiSIdtdvCdcLdc Re () 因為（ d、 q）坐標系是（ ? 、 ? ）坐標系以電網(wǎng)基波角頻率ω同步旋轉(zhuǎn)得到，這里引入旋轉(zhuǎn)因子 ?je ,則 fdtXXe dqj ??????? 2??? ? () 將式 （ ） 代入 式（ ），得三相 VSR（ d、 q）復矢量方程 ? ?????????????dqdcdqdqdqLdqdqdcSvERIdtdILiSIdtdvC Re () 式中 ???????????????dqdqdqdqdqdqdqdqjssSjeeEjssSjiiI, () 將式（ ）代入式（ ），并分解成 d、 q 分量，可得三相 VSR 在（ d、 q）坐標系中的數(shù)學模型為 ??????????????????????LqqddldcdcdSqdcqSqqSqSddcdSddSisisiiidtdvCiLsviRudtdiLiLsviRudtdiL?? () 由 式 ()得到主電路在 dq 坐標系下的數(shù)學模型框圖，圖 。 q垂 直于 d 軸且逆順時針超前 d 軸 90 度。 如圖 。 由參考文獻 [13]得知等量變換矩陣為： ??????????????2/12/12/12/32/302/12/11322/3 SSC () 等功率變換矩陣為： ??????????????2/12/12/12/32/302/12/11322/3 SSC () （ 4） 兩相靜止坐標系到兩相旋轉(zhuǎn)坐標系的變換 把旋轉(zhuǎn)的空間矢量通過坐標變換，分解成以交流頻率同步旋轉(zhuǎn)的兩個 d、 q 軸上的直流正交分量，不用考慮交變或者頻率等交變問題，可以使控制變得更簡單容易。 （ 3） 三相靜止坐標系到兩相靜止坐標系的變換 如圖 對三相靜止坐標系到兩相靜止坐標系進行坐標變換，依據(jù)是變換前后合成的空間矢量相等。 等量定義： ) ( ??? twjm eII () 2） 當 k 取 sqr（ 2/3）三相電路變換前后的功率 計算值不變。三相系統(tǒng)各相分量在其坐標軸方向上作正弦變化。 因此，各相與參考點 N 間的相電壓為 : ），（ cbak ?? dckkN USv () 在圖 中 任何瞬間 總有三個功率器件導通，且只能組合成八種開關模式，則整流器輸出電流 id 可表示為 : ccbbaacbacbacbaabcbabccbacacbaccbabcbaadcSiSiSiSSSiiiSSSiiSSSiiSSSiiSSSiSSSiSSSii??????????????? )()( )()(() 另外 對 直流側(cè)電容正極點處應用基爾霍夫電流定律，得 LccbbaaLdcdc isisisiiidtdvC ?????? () 考慮到 三相平衡系統(tǒng)則有： 中國礦業(yè)大學 2020 屆本科 生 畢業(yè)設計 第 13 頁 ??? ?????? 00cbacba iii uuu () 聯(lián)立以上各式可得： ?????? cbak kdccbadcON SUSSSUv ,31)(31 () 最終得到三相兩電平 VSR 在三相坐標系下的數(shù)學模型為式（ ）： ），（ L Scbak)31( , , ?????????????????? ??LccbbaaLdcdcdccbaiikkskkiSiSiSiiidtdvCUSSiRudtdi ( ) 三相系統(tǒng)的矢量描述和坐標變換 （ 1） 三相系統(tǒng)的矢量描述和坐標變換 在如圖 坐標系下定義旋轉(zhuǎn)矢量 I ，其模為 Im。相上橋臂導通，下橋臂， cbak。首先 定義開關函數(shù)表達式如式 。 三相 VSR 開關等效電路如圖 所示。 由于 六開關 Boost 型 PWM 整流器的特點是結構簡單且宜于實現(xiàn)有源逆變，因而是目前應用和研究最為活躍的一種類型，也是多開關 PWM整流電路中應用最為廣泛的一種。每個橋臂上的可關斷開關管都帶有反并聯(lián)二極管，可以實現(xiàn)能量的雙向流動，每只開關管的導通作用，一般都是使交流側(cè)濾波電感 L 蓄積磁能，而在 開關管關斷時，迫使電感產(chǎn)生較高的電壓 Ldi/dt，通過另一橋臂的續(xù)流二極管向直流側(cè)釋放磁能。 中國礦業(yè)大學 2020 屆本科 生 畢業(yè)設計 第 11 頁 2 軌道交通直流牽引變電所整流 器 主電路拓撲數(shù) 學模型的建立及參數(shù)的計算 主電路拓撲 結構的 選擇 及 其數(shù)學模型的建立 多開關電壓 Boost 型兩電平的拓撲結構由于其結構較為簡單相對于三電平結構并且運行時無需考慮直流側(cè)電容電壓不平衡的問題，且運行穩(wěn)定可靠性高，因此 本文 選取兩電平結構作為 整流器 主電路的拓撲結構。這樣，神經(jīng)元的輸出可以 表示為 : ? ? ?????????? ??????? ?? ?? inj ijjijtxfty ???1)( () 上式中 xj(j=1， 2， 3…… n)是從其它細胞傳來的輸入信號， θ i 為閾值 (偏差 )，示從細胞 i 到細胞 j 的連接權值，而 f(.)稱為激活函數(shù) (也稱傳輸函數(shù) )。因為激活值越大，表示神經(jīng)元的膜電位總合越大，該神經(jīng)元興奮所發(fā)出的脈沖數(shù)越多，所以激活函數(shù)一般為單調(diào)升函數(shù)。w=[wl， w2,… .wn]表示其他神經(jīng)元與該神經(jīng)元 n 個突觸的連接強度，亦即權值向 中國礦業(yè)大學 2020 屆本科 生 畢業(yè)