【正文】 由此表明，當整流器輸入負載恒定，頻率變化時，采用前文所述的整流器主電路及其控制系統(tǒng)設計方法，能夠實現(xiàn)高功率因數(shù)整流。當頻率由360HZ突變到600HZ時，輸出電壓最小值為383V，調節(jié)時間為300ms。因此，我們采用前文所述整流器主電路及其控制系統(tǒng)設計方法，能夠實現(xiàn)PWM整流器變頻整流及單位功率因數(shù)校正。圖47 輸入電壓電流波形,，基本可以認為同相，即=1。 當時，功率因數(shù)PF與THD關系為： (41)帶入輸入電流總的諧波畸變度，可得PF = ，滿足設計指標要求。（a）360HZ頻率下的傅里葉分析圖44 360HZ頻率下輸入電壓電流傅里葉分析結果%，小于10%。但由于，因此必須限制VSR交流側電感,使足夠小，才能使VSR四象限運行，且可以輸出足夠大的交流電流。由于，因此VSR交流側穩(wěn)態(tài)矢量關系體現(xiàn)了對其交流側電感L的約束。，VSR交流側矢量關系如圖4 3，圖中忽略了VSR交流側電阻R，且只討論基波正弦電量。這是由于電感過大。當負載恒定,電感為１mH時，從360HZ～600HZ，整流器均可輸出400V直流電壓。這種將整個系統(tǒng)分為模塊獨立建模的方法可以保證各子模型間的獨立，對系統(tǒng)進行改動時，只需要對相應子模塊進行修改即可實現(xiàn)。除IGBT及其驅動以外的其余元器件和電路諸如交流側電感、直流側電容、IGBT吸收電路和控制電路都采用連續(xù)的實際物理模型即細節(jié)模型來進行仿真分析。IGBT的控制信號由調制波和三角載波比較得到，在每一相調制波大于載波的區(qū)間內給該相上橋臂的開關“導通”信號，給下橋臂開關“關斷”信號。主電路IGBT模塊中的反并聯(lián)二極管采用理想二極管代替，開關部分省略其驅動電路，采用理想開關。線性化模型有時在分析負載模塊時經常采用，此類模塊在分析時通常不需要更細節(jié)的信息[14]。平均模型保留了系統(tǒng)的非線性和低頻響應，低頻響應能夠通過傳遞函數(shù)來描述，將系統(tǒng)線性化并進行控制系統(tǒng)的設計，比細節(jié)模型具有更強的實用性。總的來說模型根據(jù)其復雜程度通常分為三種等級：細節(jié)模型、平均模型和線性化模型，根據(jù)應用要求選取合適的等級是仿真實驗所要面對的首要問題。 Saber 仿真模型PWM型電力電子變換器是一類強非線性且時變的電路，電路動態(tài)特性的解析分析法比較復雜，阻礙了包含這類變換器系統(tǒng)的動態(tài)分析和設計的順利進行。其所建的模型的精確性、復雜性取決于用戶要求，使用戶可以根據(jù)需要詳細或簡略的對自己所研究的對象進行建模，以滿足系統(tǒng)的仿真要求。用MAST語言建立模型時常采用的方法是建立行為模型，由于其靈活性及高效性，而被建模者廣泛采用。這款軟件用器件的模型來描述系統(tǒng)，仿真器通過這些模型形成一系列微分方程，仿真器的核心則是求解這一系列變系數(shù)非線性時變微分方程，以分析系統(tǒng)的行為特性。 Saber 軟件簡介Saber軟件能夠對實際系統(tǒng)進行分段線性化，求得線性化后系統(tǒng)的精確解，這使得暫態(tài)分析中信號發(fā)生跳變的情形也能順利處理。系統(tǒng)穩(wěn)定，并且低頻段具有20dB/dec的增益特性，系統(tǒng)可實現(xiàn)零靜差調節(jié),達到設計初衷。因此，電壓外環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為： （338）圖311 補償后電壓外環(huán)頻率特性 圖311給出了補償后電壓外環(huán)的頻率特性。又由于電壓外環(huán)右半平面零點在1396Hz處，為了保證系統(tǒng)穩(wěn)定性，選取的穿越頻率應該遠離此零點。設整流器電壓外環(huán)PI調節(jié)器的傳遞函數(shù)為=。在整流器輸出功率為額定的情況下計算補償前的電壓外環(huán)開環(huán)頻率響應特性，系統(tǒng)補償前的電壓外環(huán)傳遞函數(shù)為式（334）頻率特性如圖310所示: （334）圖310 補償前的電壓外環(huán)頻率特性由圖310可見，系統(tǒng)具有98176。倘若用左半平面的零點來補償，雖然補償了相位，但會使的系統(tǒng)的增益變小，所以該零點是無法補償?shù)摹Ｌ热粲迷黾訕O點補償?shù)霓k法來補償這個零點，根據(jù)其傳遞函數(shù)可知這種方法雖然對其增益進行了補償，但會使函數(shù)的相位滯后180176。這樣的一個零點在實際電路中會導致電壓在初始狀態(tài)隨著負載電流的增加而降低，需要經過幾個周期的調節(jié)后才能繼續(xù)上升。帶入?yún)?shù)，得。圖39電壓外環(huán)控制框圖圖39中，為電流內環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)，為電壓外環(huán)控制器傳遞函數(shù)，為變換系數(shù)2/3，為整流器輸入相電流。為了方便研究，忽略整流器的開關損耗和導線損耗等。在設計電流環(huán)控制器時，選擇整流器的功率因數(shù)為1，即整流器交流側輸入相電流與輸入相電壓的相位差為0176。 圖38 電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)由上述電流環(huán)控制器設計，可得的控制方程如下： （315） 電壓外環(huán)控制器設計在設計電壓環(huán)控制參數(shù)時，由于電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)的二次項系數(shù)很小，為便于電壓環(huán)設計，將其省略?？梢?，電流環(huán)低頻段增益為1，而開關頻率附近為40db/dec。能夠保證系統(tǒng)穩(wěn)定運行，且20dB/dec的低頻增益，可實現(xiàn)輸入電流的零靜差控制。從而：== （313）將PI參數(shù)代入開環(huán)傳遞函數(shù)，得頻率響應特性如圖37。圖36 的頻率響應 將=代入電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)得：= （310）系統(tǒng)未補償前開環(huán)傳遞函數(shù)為二階系統(tǒng)，要使得補償后的系統(tǒng)仍為二階系統(tǒng)，則有如下關系： （311）取電流內環(huán)穿越頻率為開關頻率的，即2kHz，可較好地濾除開關次紋波；，所以電流環(huán)仍具有較好的動態(tài)響應。低頻段響應曲線與橫軸平行，不能實現(xiàn)零靜差控制，需要對電流內環(huán)進行補償，要使得系統(tǒng)在低頻段獲得近似無窮大的增益，實現(xiàn)輸入電流零靜差控制，同時對開關頻率有一定的衰減?？梢姡到y(tǒng)雖然穩(wěn)定，但性能較差。取反饋系數(shù)H(s)=1，則電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為[30]： （37）將式（37），忽略二階小系數(shù)項和干擾，得： （38）回路串聯(lián)等效電阻取，為整流器的增益。因開關動作存在干擾，電流環(huán)在開關頻率處需要有較大衰減，其次又要滿足控制快速性，故電流環(huán)控制器傳遞函數(shù)的穿越頻率要適當選擇。圖35 解耦后的電流內環(huán)控制器結構圖中，為采樣信號產生的延遲；為電流內環(huán)控制器的傳遞函數(shù)；為PWM控制小慣性特性傳遞函數(shù)；為整流器開關周期。圖34三相VSR電流內環(huán)解耦控制結構 由于兩個電流內環(huán)的控制類似，下面以有功電流的控制為例，討論電流調節(jié)器的設計，對無功電流的控制與之類似。為此，采用前饋解耦控制策略，如圖34所示，當電流調節(jié)器采用PI調節(jié)時，的控制方程如下： （36） 式中，：電流內環(huán)比例調節(jié)增益和積分調節(jié)增益；，：電流有功和無功指令值。 取電網電壓矢量方向為旋轉坐標系軸正方向，則電網電動勢矢量的軸分量。將和引入控制回路，與電流控制環(huán)路一起，構成交流電壓前饋的解耦控制，可使PWM整流器在交流電壓出現(xiàn)小范圍波動，或系統(tǒng)動態(tài)調節(jié)過程中，提高系統(tǒng)的動態(tài)相應速度。圖33 PWM整流器控制系統(tǒng)結構由圖33，可見交流輸入電動勢和出現(xiàn)在控制系統(tǒng)的前向通路中。為簡化dq軸電流控制器設計，系統(tǒng)采用解耦控制策略實現(xiàn)dq軸電流解耦，并引入交流電壓前饋，整個控制系統(tǒng)的結構如圖33所示。在設計電流環(huán)路控制器時候，可視其為兩個獨立電路，按單輸入單輸出系統(tǒng)進行各自控制參數(shù)設計[11][13]。解耦后三相電壓型PWM整流器小信號交流模型框圖如圖32所示[9][13]。由于的變化很小，在設計的控制時，可以將用表示。根據(jù)圖31可以得到： （32）為了實現(xiàn)電流解耦控制，令 （33）則三相電壓型PWM控制框圖中軸和軸的等效電路受控電壓源的輸出變?yōu)? （34）軸的等效電路受控電壓源的輸出增加了一項，恰好消除了的變化對影響。圖中有兩個電流內環(huán)分別為軸控制電流環(huán)和軸控制電流環(huán)，以及控制輸出直流的電壓外環(huán)。PWM整流器在軸坐標系下的控制框圖如圖31所示。內環(huán)是電流反饋環(huán)，作用是根據(jù)電壓外環(huán)輸出的電流指令控制有功電流。外環(huán)設計為電壓環(huán)，其主要作用是控制整流器的直流側電壓。為了獨立地控制有功電流和無功電流，需要對整流器進行軸解耦，以便實現(xiàn)有功與無功功率的獨立控制。相角，則坐標變換后電壓僅存在軸分量，其軸的分量為0[40][41]。這種耦合為系統(tǒng)控制帶來了困難。第三章 整流器控制結構 整流器的電流解耦控制由式（224）給出的整流器穩(wěn)態(tài)模型可知，在坐標系下，對整流橋施加不同的橋側電壓、則可相應得到不同的輸入電流、即通過控制橋側電壓，就可以控制整流器的輸入電流，從而控制整流器的運行狀態(tài)，實現(xiàn)本文第二章所述的四象限運行。詳細闡述了規(guī)則采樣法和異步調制方式的特點，基于拓撲結構建立了整流級在靜止和旋轉坐標系下的數(shù)學模型。綜合以上因素，選擇3300uF/450V的電解電容作為直流電容。直流電容的大小，不僅影響系統(tǒng)運行特性和控制特性，同時影響整流器的帶載能力?？紤]直流電壓的抗擾性指標： （232） （233）其中為VSR直流電壓最大動態(tài)跌落值。從滿足電壓外環(huán)控制的跟隨性指標來看，直流側的電容應盡量小，以確保直流側電壓的快速跟蹤控制；而從滿足電壓外環(huán)控制的抗擾性指標分析，直流側電容應盡量大，以限制負載擾動時的直流電壓動態(tài)降落[29]。 直流側輸出電容作為電壓型PWM整流器的標志，直流側輸出電容對整流器的影響主要是：（1）穩(wěn)定整流器輸出電壓；（2）抑制直流電壓脈動；（3）減小輸入紋波（直流母線上的n次諧波經過PWM調制后會在網側輸入電流中產生次諧波，增大輸出電容使得直流側電壓諧波含量減小，從而減小輸入側電流諧波含量）；（4）為交流側與直流側的負載進行能量交換提供緩沖空間；（5）輸出電容增大，抗負載擾動能力變強，但其響應速度也越慢[8][9][12]。再考慮整流器輸入頻率在360Hz～800Hz變化的特殊性，在電感電流不變的條件下，電感電壓隨電感電流基波頻率升高而增大，前述參數(shù)計算基于供電頻率360Hz時，各參數(shù)需作調整計算。本文設計直流輸出電壓400V，是電感選擇的一個參考?？紤]電流控制的快速性時，有[29]： （229）考慮電流波形品質即畸變率時，有： （230）即：其中，為直流電壓，為輸入相電壓峰值，為輸入相電流基波峰值，為PWM開關周期，為電流脈動最大允許量，取為峰值電流的20%，為交流電源角頻率，得整流器輸入360Hz時，可使系統(tǒng)性能滿足要求的電感取值為：。串聯(lián)電感不僅能降低交流電流脈動，對整流器電流環(huán)的動態(tài)、穩(wěn)態(tài)特性也有重要影響，而且制約著VSR的輸入功率因數(shù)、直流電壓幅值及穩(wěn)定性、電路輸出功率和帶載能力等。 交流測輸入電感 三相電壓型PWM整流器正常工作時，能量在交流側與整流橋之間流動并且儲存在交流側電感上，然后通過整流橋釋放到直流側，從而實現(xiàn)整流[8][9][12]。因此，開關頻率應折衷選擇，不宜太高。該模塊包含兩只功率IGBT，內置反并聯(lián)續(xù)流二極管，可作為半橋一路橋臂，開關頻率高達50kHz。 為簡化系統(tǒng)結構和控制，整流橋和逆變橋選擇了同類型功率器件。在旋轉坐標系下，整流器有功功率和無功功率分別為： （225） 功率電路參數(shù)計算 開關器件的選擇 功率器件常因過壓、過流和過溫而損壞，造成系統(tǒng)故障、崩潰，因此，保證功率器件穩(wěn)定可靠工作，是控制器硬件設計的關鍵任務之一。但控制系統(tǒng)設計時，各量值必須使用同一種變換，及相應逆變換，否則將因變換系數(shù)不同，造成數(shù)學模型與實際系統(tǒng)不符，交、直流功率不守恒，所設計的控制系統(tǒng)失效。本文選用了等值坐標變換，即變換前后需保持電壓合成矢量的幅值不變，因而變換矩陣出現(xiàn)調整系數(shù)2/3。三相對稱系統(tǒng)中，由兩相電量可確定另外一相電量，故可選擇和做變換，以減少交流電壓檢測電路，節(jié)省軟硬件資源。坐標系之間的變換關系如圖28所示[10]。類比三相交流電機系統(tǒng)，在三相電力系統(tǒng)中，要將三相靜止坐標系下的電量轉換至同步旋轉坐標系下，先要將坐標系轉換到兩相靜止坐標系，再將坐標系轉換成兩相同步旋轉坐標系，并得到坐標變換矩陣。故，式（210）可改寫為 （211）同理，可得相電壓回路方程： （212） （213）對于三相對稱系統(tǒng)，有： （214）聯(lián)立（211）～（214）式，得： （215）圖27中，任意時刻總有三個開關管導通，其開關模式共有種，直流側電流可描述為： （216）另外，對直流側電容正極點處應用基爾霍夫電流定律，得： （217）因此，靜止坐標系下，三相VSR的數(shù)學模型為：