【正文】 這些都是以后工作中可能用到的東西，畢業(yè)后我將繼續(xù)努力，提高自己的專業(yè)素養(yǎng)水平，為。在 MATLAB 中搭建了仿真模型，仿真結(jié)果表明了所建立的控制系統(tǒng)是有效的，能夠穩(wěn)定三相電壓型 PWM 整流器直流側(cè)的直流電壓，在負(fù)載突變后，也能很好的調(diào)節(jié)的直流電壓保持不變，并且電網(wǎng)電流與電壓同相，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)運(yùn)行。 0 . 1 0 . 1 5 0 . 2 0 . 2 5 0 . 3394041( a ) 整流器直流電壓/KV0 . 1 0 . 1 5 0 . 2 0 . 2 5 0 . 3101（ b ） 三相電流/KA0 . 1 0 . 1 5 0 . 2 0 . 2 5 0 . 35051015t/s（ a ）有功功率和無功功率MW/Mvar 圖 44 負(fù)載突變 PWM 整流器仿真結(jié)果 29 第五章 結(jié)論與展望 結(jié)論 本文首 先介紹了三相電壓型 PWM 整流器的發(fā)展史，電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以及電路的控制策略。圖 46（ a）為直流電壓仿真波形，可以看出電壓跟隨性好，負(fù)載跳變前后都能維持 40KV；（ b）為三相電流波形，電流波形平滑；（ c）為有功功率和無功功率圖，有功功率增加 1 倍，可以看出無功功率在 0 上下波形，實(shí)現(xiàn)單位功率運(yùn)行。 參數(shù) 數(shù)值 交流線電壓有效值 /KV 電感 Ls/mH 5 電阻 Rs/Ω 電容 Cd/uF 1000 額定直流電壓 UdcN/KV 40 額定負(fù)載電阻 RL/Ω 200 有功功率 P/MW 8 開關(guān)頻率 fs/KHz 5 表 41 仿真系統(tǒng)參數(shù) 圖 44 為 PWM 整流器的仿真波形。圖 43是 實(shí)現(xiàn)三相 PWM 整流器電流內(nèi)環(huán)解 耦 控制的原理圖。s qi?s qi* 2??U31定直流電壓控制器 )( a定無功功率控制器 )b( 圖 42 整流站電壓外環(huán)控制器 27 可得電網(wǎng)與 MMC 整流站之間的數(shù)學(xué)模型，為了消除耦合以及電網(wǎng)矢量對(duì)有功分量和無功分量的影響，將電網(wǎng)矢量和電流矢量前饋解耦控制移植到 整流器中 ，如圖 43 所示為基于 MMC 的電流內(nèi)環(huán)解耦控制器。 ?d ciskkip?s di*? ???1_32UUr e fd cs di?s di39。換流站傳遞的瞬時(shí)功率為 ?? ???? cbaj jnjnjpjp iuiup 、 )( （ 42） 限流電抗器折算到換流電抗器中，忽略相間環(huán)流的影響，將式（ 325）變換到 dq 軸 )(23)(23nqnqndndpqpqpdpdiuiuiuiup???????? （ 43） 使整流站運(yùn)行于單位功率因數(shù)， 有輸入整理器的 功率為 dcdcsdsdsdctiUiUiUP??????? 23c os23 ? （ 44） 此式表明穩(wěn)態(tài)時(shí)換流站輸入的功率等于換流站輸出的功率，引穩(wěn)態(tài)逆模型，設(shè)計(jì)外環(huán)定直流電壓控制器，如圖 42（ a）所示，參考電壓與實(shí)際電壓經(jīng)過 PI調(diào)節(jié)后輸出有功偏差電流 sdi? 與逆模型輸出的預(yù)估有功電流 sdi39。 保持不變；如成立，則通過下式來計(jì)算兩矢量相互作用時(shí)間。 后，接著判斷 STTT ?? 21 是否成立，如不成立，則 錯(cuò)誤 !未找到引用源。因此提出一簡(jiǎn)單實(shí)現(xiàn)方法 :首先按照常規(guī)的方法計(jì)算出作用時(shí)間 錯(cuò)誤 !未找到引用源。理論上可以壓縮端點(diǎn)超出正六邊形的部分，保持其相位不產(chǎn)生變化，使其端點(diǎn)不在正六邊形的內(nèi)切圓外。 23 T 22T 11M u l t i p o r tS w i t c h 1M u l t i p o r tS w i t c hG a i n 3 1G a i n 2 1G a i n 1 1N _ s h a n q u4Z3Y2X1 圖 39 矢量作用時(shí)間分配圖 以上討論的是常規(guī)電壓空間矢量 SVPWM 模式的情況，此時(shí)電壓矢量端點(diǎn)軌跡位于正六邊形的內(nèi)切圓內(nèi)，屬于線性調(diào)制的范圍，具體見圖 310。于是可以得到各扇區(qū)作用時(shí)間的分配表。 和 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 和 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 0 0 . 0 2 0 . 0 4 0 . 0 6 0 . 0 8 0 . 1 0 . 1 2 0 . 1 4 0 . 1 6 0 . 1 8 0 . 201234567tN扇區(qū) 圖 37 扇區(qū)波形 不同扇區(qū)兩相鄰電壓空間矢量的作用時(shí)間 在第三章已經(jīng)介紹了如何去選取相鄰電壓空間矢量，并且計(jì)算 出了所選取的電壓空間矢量作用的時(shí)間，見表 31 。 表 31 代數(shù)和 M 和扇區(qū) N 的 聯(lián)系 M 1 2 3 3 5 6 N 2 6 1 3 3 5 同樣在 Simulink 中給出代數(shù)法的仿真模型，如下圖 36 所示。 （ 3）如果 03 ?? ?? uu ，則使 0?C ，否則 1?C 。 （ 1）如果 0??u ，則使 1?A ，否則 0?A 。 s h a n _ qu1 = = =A N DN O TA N DA N DA N DA N DA N DN O TN O T65432 1G a i ns q r t ( 3 )d o u b l ed o u b l ed o u b l ed o u b l ed o u b l ed o u b l e0A d dU b e t a2U a l f a1 圖 35 扇區(qū)判斷邏輯仿真圖 上面給出的邏輯法的仿真方法，還有一種是代數(shù)仿真方法。 （ 6）當(dāng) 0??u 和 03 ?? ?? uu 同時(shí)成立時(shí)，參考矢量 ?uref位于第六扇區(qū)Ⅵ內(nèi)。 （ 4） 當(dāng) 0??u 和 03 ?? ?? uu 同時(shí)成立時(shí)，參考矢量 ?uref位于第四扇區(qū)Ⅳ內(nèi)。 （ 2）當(dāng) 03 ?? ?? uu 和 03 ?? ?? uu 同時(shí)成立時(shí)，參考矢量 ?uref位于第二扇區(qū)Ⅱ內(nèi)。如圖 33 。其變換公式為 ?u? ?u? ? ? ?uref （ 111） （ 000） (100) （ 101） （ 001） （ 001） （ 010） (110) ? ? 19 ??????????????????????????????????uuuuucNbNaN232302121132?? （ 31） 其 Simulink 仿真模型如下圖 33所示 U b e t a2U a l f a1UcUbUaS c o p eG a i n 6s q r t ( 2 / 3 )G a i n 5s q r t ( 3 )/ 2G a i n 4s q r t ( 2 / 3 )G a i n 30 . 5G a i n 1 K G a i n0 . 5A d d 1A d d 圖 33 坐標(biāo)變換仿真圖 本論文給出了兩種判斷參考電壓矢量 ?uref所在扇區(qū)的方法：邏輯法和代數(shù)法。獲得這兩個(gè)分量后，電壓空間矢量調(diào)制就可以比較容易的實(shí)現(xiàn)了。 圖 31 ??坐標(biāo)系中基本電壓矢量 在高性能的三相 PWM整流器系統(tǒng)中，通常采用三相軸系到 ??坐標(biāo)系的變換，將期望輸出的電壓映射到 ??坐標(biāo)系中就可以獲得兩個(gè)分量 ?u? 和 ?u? 。所以 SVPWM算法的基本步驟為 : （ 1） 判斷參考電壓矢量 ?uref在那個(gè)扇區(qū)； （ 2） 計(jì)算相鄰的兩個(gè)電壓空間矢量作用時(shí)間； （ 3） 根據(jù)兩電壓空間矢量作用時(shí)間將三相 PWM信號(hào)合成； 如下圖 31是電壓空間矢量在 ??坐標(biāo)系中的矢量圖，矢量信號(hào) ?uref是矢量控制系統(tǒng)給出電壓空間矢量調(diào)制的控制指令，它在空間以某一角頻率 t??? 逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)，當(dāng)它旋轉(zhuǎn)到矢量圖中的某個(gè) 060 扇區(qū)中時(shí)，系統(tǒng)選擇該區(qū)間所需的兩個(gè)基本的電壓空間矢量，并以至兩個(gè)矢量所對(duì)應(yīng)的狀態(tài)去驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)元件動(dòng)作。電壓的區(qū)間分配直接影響到具體的控制算法，矢量合成序列選擇的不同則關(guān)系到開關(guān)損耗和諧波分量。 SVPWM是 SPWM改進(jìn)型方法，是一種優(yōu)化的 PWM方法，故目前有替代傳統(tǒng) SPWM法的趨勢(shì)。 SVPWM一經(jīng)問世就成為三相電壓型整流器和逆變器中最重要的控制調(diào)制方式。 ??????????????????tuCtiLtiLdddddddcqsds=????????????????o*q*d*qss*dss1 RSSSRLSLR????????????dcqduii +??????????0 01 0 0 1????????sqsduu (233) 把式 (233)重列如下 方便進(jìn)行有效的對(duì)比 ????????????tiLtiLddddqsds= ????????ssss RL LR? ? ????????qdii + ???????? 1 0 0 1 ????????rqrduu + ???????? 1 0 0 1 ????????sqsduu (234) 將 以上兩式 進(jìn)行對(duì)比可知 ，可以發(fā)現(xiàn) 三相電壓型的 PWM 整流器 的 交流側(cè)輸入電壓 量 與平均開關(guān)函數(shù)的關(guān)系 可以有效的表示 為： ???????dc*qrqdc*drd uSu uSu (235) 從式 (235)可知 三相電壓型 PWM 整流器 的 直流側(cè)輸出電流 可以進(jìn)一步表示為 idc=idSd*+iqSd* (236) 經(jīng)過上述 坐標(biāo) 變換 之后 ，在 dq 同步旋轉(zhuǎn) 坐標(biāo)系中，對(duì)稱的三相 電壓 正弦量變換 后 成了恒定的 不變的 直流量， 三相電壓型的 PWM整流器直流側(cè)輸出 的 電流中將不 再 含有低頻分量 ，只有直流分量，這給控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)帶來了大大的好處 。 RsRsLsLs++Ud cUs dud cSd ω LsiqUs qud cSq ω Lsid+idSdiqSq+ 圖 29 三相 PWM整流器在 dq坐標(biāo)系下的高頻等效電路 穩(wěn)態(tài)時(shí) 高頻 開關(guān)函數(shù) 變量 Sd、 Sq 在直流量附近 以 高頻 形式進(jìn)行 振蕩 的話 ，而且它的頻譜 分析 中不含有低頻成分 或者低頻成分極少的情況，可以 將 高頻 開關(guān)函數(shù) 變量 中的高頻開關(guān)成分 有效的濾 除，以平均開關(guān)函數(shù) 變量 Sd*、 Sq*。 可見，在輸出直流電壓 udc恒定不變的情況下，利用 αβ/dq 坐標(biāo)變換，可得三相電壓型的 PWM 整流器兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的高頻數(shù)學(xué) 通用 模型，如式 (232)所 示 ??????????????????tuCtiLtiLdddddddcqsds=????????????????oqdqssdss1 RSSSRLSLR??