【正文】 ? amp。 A B Eamp。 A B F A B F A B F A B F ? A B F A B F ? A 1 F A F A F A F （ 2123） 與非門 或非門 OC門 (兩輸入與非 ) BAF ??BAF ??amp。 （ 2120） 在找不到合適的驅(qū)動門足以滿足大負(fù)載電流的情況下，可以使用分立元件的電流放大器實現(xiàn)電流擴(kuò)展。 因此，無論用 74HC/74HCT系列還是 74AHC/74AHCT系列 CMOS電路，都可以直接驅(qū)動任何系列 TTL電路。而由表 （ P138）可知，所有 TTL電路的 IIH（ max）和 IIL（ max） 的大小均在 2mA以下，所以無論用 74HC/74HCT系列還是 74AHC/74AHCT系列 CMOS電路驅(qū)動任何系列TTL電路，都能在一定數(shù)目的 n、 m范圍內(nèi)滿足式 。 （ 2118） 圖 用接入上拉電阻提高 TTL電路輸出的高電平 當(dāng) TTL電路輸出高電平時，輸出級的驅(qū)動管處于截止?fàn)顟B(tài)，故有 VOH=VDDRU（ IOHnIIH ） 當(dāng) CMOS電路的電源電壓較高時， TTL電路應(yīng)采用OC門電路，外接上拉電阻的計算也應(yīng)按 OC門的上拉電阻的計算方法計算。然而所有 TTL系列的高電平輸出的最小值 VOH（ min）都低于 74HC和 74AHC系列的高電平輸入最小值，達(dá)不到 要求。因此，用任何一種系列的 TTL電路驅(qū)動 74HC和 74AHC系列CMOS電路，都能在 n、 m大于 1的情況下滿足電流驅(qū)動的要求，并可由式 n和 m的最大值。 HCT LS S 74 HC vO 74HC/HCT AHC/AHCT 74S/AS AHC/AHCT 74 vI VOH（ min） 74S/AS LS/ALS AHC/AHCT 74 HC/HCT VOL（ max） HC HCT LS S 74 VIL（ max） VIH（ min） 圖 CMOS與 TTL系列門的輸入、輸出電平 （ 2117） 一、用 TTL電路驅(qū)動 CMOS電路 用 TTL電路驅(qū)動 74HC和 AHC系列 CMOS電路 1）電流驅(qū)動 所有 TTL電路的高電平最大輸出電流都在，低電平最大輸出電流都在 8mA以上，而 74HC和AHC系列 CMOS電路的高、低電平輸入電流都在 1181?！?54‖和“ 74‖和 TTL中的意思一樣，其主要區(qū)別就是允許的環(huán)境工作溫度不同。器件名稱 54/74HC04中，“ 54/74‖是 TI公司產(chǎn)品標(biāo)志，“ HC‖是不同系列的名稱，后面的“ 04‖表示器件具體的邏輯功能，如表中指 6反相器。 （ 2114） 參數(shù)名稱 74HC04 HCT04 AHC04 AHCT04 LVC04 ALVC04 VDD（ v） 2~6 ~ 2~ ~ ~ ~ VIH（ min） 2 2 2 2 VIL（ max） VOH（ min） 最大負(fù) VOL（ max） IOH（ max） 4mA 4 8 8 24 24 IOL（ max） 4 4 8 8 24 24 IIH（ max） 5 5 IIL（ max） 181。 ALVC較 LVC進(jìn)一步提高了速度和更加優(yōu)越的總線驅(qū)動器件。此外， LVC的輸入可以接受高達(dá) 5V的高電平信號，能很容易地將 5V電平的信號轉(zhuǎn)換為 ，而 LVC系列提供的總線驅(qū)動電路又能將 5V的輸出信號。（ VHC/VHCT跟其類似，只是另一公司的產(chǎn)品） LVC系列是 TI公司 20世紀(jì) 90年代推出的低電壓 CMOS系列。 （ 2113） AHC（ Advanced High Speed CMOS） /AHCT（ Advanced High Speed CMOS， TTL Compatible）是改進(jìn)的高速 CMOS系列的簡稱。 HC系列可以在 2~6V間工作， HC系列不能與 TTL電路混合使用。傳輸延時 10ns、負(fù)載能力提高到 4mA。目前已基本被 HC/HCT系列所取代。 ? F DD O F V V v V ＜ ＜ F DD I F V V v V ? ＜ ＜ （ 2112） CMOS 數(shù)字集成電路的各種系列 CMOS 集成電路產(chǎn)品有： 4000系列、 HC/HCT系列、AHC/AHCT系列、 VHC/VHCT系列、 ALVC系列等。 圖 CMOS反相器中的雙極型寄生三極管效應(yīng) （ 2111） 為防止發(fā)生鎖定效應(yīng)，在 CMOS電路工作時始終應(yīng)保證 Vi、 Vo、 VDD的數(shù)值符合如下規(guī)定： VDD＜ VDD（ BR） ， VDD端的擊穿電壓 此外，還可以采取以下防護(hù)措施： 1）輸入端和輸出端設(shè)置鉗位電路； 2）在 CMOS電路的電源輸入端加去耦電路； 3）當(dāng)系統(tǒng)由幾個電源供電時，各電源的開、關(guān)順序必須合理。 （ 2110） *三、 CMOS電路鎖定效應(yīng)的防護(hù) 鎖定效應(yīng)（ LachUp），或稱為可控硅效應(yīng)（ Silicon Controlled Rectifer）是 CMOS電路的一個特有問題。根據(jù)經(jīng)驗， RP阻值可按RP=VDD/1mA計算。 （ 2109） 3）輸入端接長線時 ，應(yīng)在門電路的輸入端接入保護(hù)電阻RP，如圖 。 圖 輸入端接大電容時的防護(hù) 當(dāng)電源電壓突然降低或關(guān)掉時，電容 C上積存的電荷將通過保護(hù)二極管 D1放電，形成較大的瞬時電流。 二、輸入電路的過流保護(hù) 由于輸入保護(hù)電路的鉗位二極管電流容量有限，一般為1mA，所以在可能出現(xiàn)較大電流的場合必須采取以下保護(hù)措施： （ 2108） 1）輸入接低內(nèi)阻信號源時 ，應(yīng)在輸入端與信號源之間串進(jìn)保護(hù)電阻，保證輸入保護(hù)電路中的二極管導(dǎo)通時電流不超過1mA。 2）組裝、調(diào)試時，應(yīng)使電烙鐵和其他工具、儀表、工作臺臺面等良好接地；操作人員的服裝和手套等應(yīng)選用無靜電的原料制作。 利用 CMOS傳輸門和CMOS反相器還可以組合成各種復(fù)雜的邏輯電路，如異或門、數(shù)據(jù)選擇器、寄存器、觸發(fā)器等。 圖 CMOS雙向模擬開關(guān)的電路結(jié)構(gòu)和符號 （ 2106） 模擬開關(guān)的一個重要指標(biāo)就是它的導(dǎo)通內(nèi)阻 RTG，但由基本傳輸門和反相器構(gòu)成的模擬開關(guān)，其導(dǎo)通內(nèi)阻不但不夠小而且還是隨輸入電壓大小而變的。 傳輸門最直接的用途就是作模擬開關(guān)，用來傳遞連續(xù)變化的電壓信號。 （ 2105） 反之，若當(dāng) C= C’=0，而且在 RL遠(yuǎn)大于 T1和 T2的導(dǎo)通電阻的情況下： 當(dāng) 0﹤ VI ﹤ VDDVGS（ th） N時， T1導(dǎo)通 T2截止； 當(dāng) ︳ VGS（ th） P︳ ﹤ VI ﹤ VDD時， T2導(dǎo)通 T1截止。 COMS傳輸門由一個 P溝道和一個 N溝道增強(qiáng)型 MOSFET并聯(lián)而成，如下圖所示： 圖 CMOS傳輸門的電路結(jié)構(gòu)和邏輯符號 （ 2104） 如果傳輸門的一端接輸入信號 vI另一端接負(fù)載電阻 RL，則 T1和 T2的工作狀態(tài)如圖 。由于負(fù)載 MOS門的輸入電流很小，負(fù)載電流的大小主要取決于 RL， RL越小負(fù)載電流就越大，故 RL不能取得過小。 VDD（ nIOH+mIIH ） ≥VOH（ min） 即 RL≤ VDD VOH（ min） /（ nIOH+mIIH ） =RL（ max） 式中 n為并聯(lián) OD門的數(shù)目， m為負(fù)載門的輸入端數(shù)。 圖 漏極開路輸出的 與非 門 CC40107 A B Y 設(shè) TN的截止內(nèi)阻和導(dǎo)通內(nèi)阻分別為ROFF和 RON，則只要滿足 ROFFRL RON，就一定能使得 TN截止時Vo=VOH≈VDD2， TN的導(dǎo)通時 Vo=VIL ≈0。 2)( DDPDLTCD fVCCPPP ????=（ 100+20） 1012 100 103 52=（ mW） 而靜態(tài)功耗為： PS=IDDVDD=106 5=（ mW） 故總功耗為： PTOT=PD+PS= （ 297） 其他類型的 CMOS門 電路 amp。A ，負(fù)載電容 CL=100pF，功耗電容 CPD=20pF。 例 ：計算 CMOS反相器的總功耗 PTOT。例如TI公司生產(chǎn)的 74HC系列 CMOS反相器在常溫下， VDD=6V時的靜態(tài)電流不超過 。 圖 CMOS反相器的靜態(tài)漏電流 （ 296） 因為這些二極管是 PN結(jié)性的，它們的反相電流受溫度影響比較大，所以 CMOS反相器的靜態(tài)功耗也隨溫度的改變而變化。） 在靜態(tài)下無論輸入電壓是高電平還是低電平， T1和 T2總有一個是截止的，又因為 T1和 T2截止時的漏電流極小，所以這個電流產(chǎn)生的功耗可以忽略不計。 （ 295） 總的動態(tài)功耗 PD應(yīng)為 PC與 PT之和，即 2)( DDPDLTCD fVCCPPP ???? CMOS反相器工作的全部功耗 PTOT應(yīng)等于動態(tài)功耗 PD與靜態(tài)功耗 PS之和。 PT的數(shù)值可以用下式計算 2DDPDT fVCP ?式中 CPD稱為功耗電容，它的具體數(shù)值由器件制造商給出。 Tf1?（ 294） 計算瞬時導(dǎo)通功耗 PT： 圖 CMOS反相器的瞬時導(dǎo)通電流 如果 VDD＞ VGS（ th） N+︱ VGS（ th） P︱ ， VIH≈VDD， VIL≈0，那么當(dāng) VI從 VIL過度到 VIH和從 VIH過度到 VIL的過程中，都經(jīng)過短時間的 VGS（ th） N＜ VDD ︱ VGS（ th） P︱ 的狀態(tài)。 圖 CMOS反相器對負(fù)載電容的充、放電電流波形 圖中電容 CL表示接到反相器輸出端的所有電容，其中包括下一級門電路的輸入電容、接線電容和其他負(fù)載電容。 圖 CMOS反相器的交流噪聲容限 tW為噪聲作用時間 （ 292） 三、動態(tài)功耗 CMOS反相器從一種穩(wěn)定工作狀態(tài)轉(zhuǎn)變到另一種穩(wěn)定狀態(tài)的過程中，所產(chǎn)生的附加功耗 ——動態(tài)功耗。因此，反相器對這類窄脈沖的噪聲容限 ——交流噪聲容限遠(yuǎn)高于前面所介紹過的直流噪聲容限。 由于負(fù)載電容和 MOS管寄生電容的存在，輸入信號狀態(tài)變化必須有足夠的變化幅度和作用時間才能使輸出改變狀態(tài)。這一滯后時間就稱著 傳輸延遲時間 。 （ 290） 動態(tài)特性討論的是電路狀態(tài)轉(zhuǎn)換過程中所表現(xiàn)出來的特性。 圖 T2漏極特性曲線，它說明VGS（ =VDD）越大導(dǎo)通內(nèi)阻越小，輸出低電平越小。），極易被擊穿（耐壓約 100V），所以必須采用保護(hù)措施?？梢?CMOS門電路的輸入噪聲容限和 VDD有關(guān)。 （ 285） 圖 CMOS反相器的噪聲容限與 VDD的關(guān)系 （ a） 不同 VDD下的電壓傳輸特性 （ b） VNH、 VNL與 VDD的關(guān)系 測試結(jié)果表明，在輸出高、低電平的變化不大于限定的 10%VDD情況下，輸入信號高、低電平允許的變化量大于 30%。 VSS表示 N溝道 MOS管的源極電位。 （ 284） 圖 輸入端噪聲容限示意圖 輸入噪聲容限包括： 低電平輸入噪聲容限 VNL和 高電平輸入噪聲容限 VNH兩個方面。 在由許多門電路互相連接組成的數(shù)字系統(tǒng)中，