【正文】 系統(tǒng)的小信號等效輸出阻抗為： )()(1)(00 sFDmLTRRsZPCSWo u t ????? 式 （ 416） 基于以上電壓環(huán)路控制策 略，可以得到如圖 所示的簡化 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器頻域模型： 圖 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器頻域模型 。而前饋項 K＇ f是負的，那么就有可能使輸入波動通 過兩條路徑引起的輸出波動相互抵消。系統(tǒng)補償零點 fzc1 (由補償網(wǎng)絡(luò)引入 )： 1c11 21CRfCzc ?? 式 （ 414） 另外 Ridely 指出對于 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器在電流反饋控制下有一個比較特殊的特性就是音頻衰減率，反應(yīng)了未將電壓 環(huán)閉合情況下輸入到輸出的小信號傳遞特性。 若系統(tǒng)需采用第二種補償方案，即需要在補償網(wǎng)絡(luò)中添加補償電容 Cc2，則系統(tǒng)存在第二個補償極點 fpc2： 1pcf =1)(0211)(0212)(01)(0211)(01)(0211 2 4)()(2 1cEAcccEACcEAcEAcccEAcEAccc RrcC RrCCrCrCRCrCrCRC ???????? 式 （ 413） 系統(tǒng)高頻極點 fPFH1和 fPFH2，分別由式 (47)和 (48)給出。另一種補償方案是針對當輸出濾波電容的 ESR 比較大時，以致 fzs1 fsw/2，這樣會造成較大的相位裕度，影響環(huán)路響應(yīng)速度，故需要在 PI 補償網(wǎng)絡(luò)中添加 Cc2以引入極點 fpc2去補償?shù)?fzs1，其余零極點分布策略與低 ESR 時相同：將 fpc1設(shè)置為主極點，利用fzs1去補償 fps1，使環(huán)路基本呈現(xiàn)單極點特性 ，并保證 fPFH1 fc，如圖 (b)所示。 一種補償方案是針對輸出濾波電容的 ESR 非常小時，如圖 (a)所示 ， fzs1位于高頻處，則無需對此零點進行補償，那么只要在誤差放大器輸出端加補償網(wǎng)絡(luò)，產(chǎn)生系統(tǒng)主極點 fpc1 同時產(chǎn)生零 點來補償輸出端的極點 fps1，則可使環(huán)路基本呈現(xiàn)單極點特性，因而需要保證極點 fPFH1 在系統(tǒng)頻率交點 fc 以外，即有 fPFH1fc。具體補償策略根據(jù)由 ESR 引入的零點位置不同分為兩種。001 2)(2 1 LCDmTRCf cSWps ?? ??? 式 （ 47） 01 21 CRfCzs ?? 式 （ 46） Fh(s)為系統(tǒng)引入了兩個高頻極點，分別如下： 1PFhf = ]411[4 2f SW ?? 式 （ 47） 23 2PFhf = ]411[4 2f SW ?? 式 （ 48） 輸出到控制增益 (電阻分壓 +EA 增益 +補償網(wǎng)絡(luò) PI(s)) )(sAoc = EAA ??? 21 2 FBFB FBRR RPI(s) 式 （ 49） 由于212FBFBFBRR R? =0VVFB , EAA = )(0)( EAEAm rG ? ,其中 Gm(EA)是誤差放大的跨導(dǎo)， r0(EA)是誤差放大器的直流小信號輸出阻抗，所以： )(sAoc =0VVFB . )(0)( EAEAm rG ? .PI(s) 式 （ 410） 因此整個電壓反饋外環(huán)的環(huán)路直流小信號開環(huán)增益為： )(loopsA = )()(oc sAsA oc? = 0R )(s)(h0)(0)( sPIFsFVVrGG PFBEAEAmCS ??????? ）（ 式 （ 411） 圖 不同 ESR 對補償效果零級點分布影響 為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性 ，需要對由輸出濾波電容和負載電阻引入的低頻極點和由輸出濾波電容的 ESR 引入的零點進行補償，原則上為在截止頻率前最好補償為單極點系統(tǒng)，在截止頻率處，環(huán)路增益的相位裕度大于 45176。000 ??? DmLCTRC cSWp? , Q= )( 139。在前面已經(jīng)指出整個電壓反饋外環(huán)的傳輸函數(shù)可以分為 兩段 [2]： 電壓環(huán)路上的控制到輸出增益（調(diào)制級 +電流環(huán)跨導(dǎo) +輸出功率級濾波）： )(sAco = )()(0 sFsFRG hPcs 式 （ 41） 其中： GCS 是控制到輸出的跨導(dǎo)： csG =SWci fL DmRR ? ??? )(11139。 r 是在開關(guān)管關(guān)斷階段輸入和輸出電壓變化對占空比影響的前饋系數(shù)。其中各參數(shù)意義如下， D 是占空比， TSW 是開關(guān)周期， E 是調(diào)制器增益，Ri是電 感電流采樣增益， Sn 是電感電流采樣斜坡信號上升斜率， S6是斜坡補償信號斜率，H6 (s)是電流反饋采樣傳輸函數(shù)，這里采用了其二階近似形式， K39?？刂频捷敵隹鐚?dǎo)級是組成環(huán)路增益的一部分，另外峰值電流控制還存在大信號不穩(wěn)定的問題，需要斜坡補償，所以電流環(huán)路決定著電壓外環(huán) ,因而我們在電流環(huán)分析的基礎(chǔ)上，來分析研究電壓環(huán)路。在截止頻率之后，增益迅速下降以抑制噪聲的影響 [4]。 21 為輸出電壓經(jīng)由電阻 分壓網(wǎng)絡(luò)、誤差放大器 EA 和補償網(wǎng)絡(luò)到 VERROUT 的傳遞函數(shù)，這段傳遞函數(shù)應(yīng)該對前者進行補償，原則為在截止頻率前最好補償為單極點系統(tǒng)，在截止頻率處，環(huán)路增益的相位裕度大于 45176。對系統(tǒng)的小信號環(huán)路模型，大致可以分成兩段傳遞函數(shù)： 從誤差放大器 EA輸出端電壓 VERROUT 經(jīng)由帶電流反饋環(huán)路的功率級 到輸出電壓的傳遞函數(shù)，通常稱為控制到輸出傳遞函數(shù)，根據(jù) Ridley 模型，引入電流環(huán)后，功率級的從控制到輸出的傳遞函數(shù)會發(fā)生改變，即由電流反饋引起，從電壓環(huán)上 EA 輸出端到輸出電感電流 (控制到輸出部分 )可以看成一個等效跨導(dǎo)級，其等效跨導(dǎo)稱為控制到輸出跨導(dǎo)，這里用 GCS表示。 要使 輸入電壓變化和負載條件變化的情況下為負載提供一個穩(wěn)定的輸出電壓，而反饋控制環(huán)路中的任何環(huán)節(jié)都可能存在噪聲和干擾，要使系統(tǒng)在任何條件下都穩(wěn)定工作，一般要用反饋補償改善系統(tǒng)頻率響應(yīng)。～ 75176。之差； 增益裕量指的是環(huán)路總相移為 360176。則系統(tǒng)將不穩(wěn)定而產(chǎn)生振蕩。 開關(guān)電源控制環(huán)路 的 分 析 研究 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器穩(wěn)定性分析 本質(zhì)上講，開關(guān)電源系統(tǒng)是一個非線性時變系統(tǒng)。 PWM 峰值電流控制方式是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)具有諸多優(yōu)點，最主要的是：電流內(nèi)環(huán)加快了對輸入電壓變化的響應(yīng)，抗干擾性增強。由此可見，對電流反饋內(nèi)環(huán)而言， VERROUT 可以看作 是一個給定的控制信號，反應(yīng)了 負 載變化時要保持輸出電壓穩(wěn)定所需提供的電感峰值電流基準值，檢測到的反電感峰值電流的信號 VSENOUT與這個基準值 VERROUT之間的誤差經(jīng) PWM比較和一系列邏輯處理電路產(chǎn)生控 20 制開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷時間的占空比被調(diào)節(jié)的脈沖信號，從而控制輸出電壓穩(wěn)定 [5]。電流反饋內(nèi)環(huán)通過電流檢測電路 CS 感應(yīng)并采樣功率開關(guān)管電流，將其轉(zhuǎn)化為電壓信號放大后與斜坡補償電壓相加得到一個反應(yīng)電感峰值電流變化的電壓信號 VSENOUT，并將其送入 PWM 比較器的一與誤差放大器的輸出信號 VERROUT相比較，最后經(jīng)過一系列邏輯處理電路產(chǎn)生 占 空比被調(diào)節(jié)的脈沖信號以控制開關(guān)管的導(dǎo)通與截止，進而控制輸出電壓。 19 4. 開關(guān)電源管理電路系統(tǒng)分析 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器 本 章主要基于 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器，在電流峰值 PWM 控制模式 下， 從系統(tǒng)穩(wěn)定性、負載調(diào)整率及響應(yīng)速度要求的角度出發(fā)，結(jié)合 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器的工作原理，進而對誤差放大電路進行分析 與 研究。 通常對整個控制環(huán)路的補償就是通過適當選擇誤差放大器的補償策略以調(diào)整誤差放大器的頻率響應(yīng)來實現(xiàn)的，目的是對整個閉環(huán)系統(tǒng)進行校正，提供足夠的相位裕量和適當?shù)膸?，使得閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定工作，并具有良好的動態(tài)響應(yīng)。 由上章可知，在 開關(guān)電源采 用 的 控制方式中，誤差放大器是電壓反饋控制環(huán)路的核心部分，在控制環(huán)路中有著非常重要的作用，對環(huán)路的頻率響應(yīng)有很大的影響，對直流開關(guān)變換器系統(tǒng)的穩(wěn)定性，負載調(diào)整率和響應(yīng)速度有著決定性作用。在正常情況下， Buck 型開關(guān)轉(zhuǎn)換器很少工作在非連續(xù)導(dǎo)通模式，但是一旦負載電流低于臨界水平，非連續(xù)導(dǎo)通模式就會發(fā)生 [4]。如果在 S 截止期間，電感中的電流降到零而 S 還未開始下次導(dǎo)通，則在截止期間的剩余時間內(nèi)電感中存儲的能量將為零，轉(zhuǎn)換器工作于非連續(xù)導(dǎo)通模式否則轉(zhuǎn)換器工作于連續(xù)導(dǎo)通模式。一種是連續(xù)導(dǎo)電模式 (CCM)， DCDC 在重載下通常工作于這種模式；另一種是不連續(xù)導(dǎo)電模式 (DCM)，DCDC 變換器在輕載下工作于這種模式。上 18 述的缺點可以通過使用斜坡補償?shù)姆椒▉砀纳?[4]。 電流型 PWM 控制器有以上幾種方案：恒定遲滯環(huán)寬控制：在電感中產(chǎn)生一個固定的電流減小量后，功率開關(guān)管被導(dǎo)通，如圖 (a)中是由遲滯比較器實現(xiàn)；恒定關(guān)斷時 17 間控制：經(jīng)過一個固定的時間間隔后，功率開關(guān)管被導(dǎo)通，如圖 (b)中由一單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器來實現(xiàn)；恒定頻率控制：有一個固定頻率的時鐘信號控制 RS 觸發(fā)器從而控制功率開關(guān)管的導(dǎo)通，如圖 (c)所示。 (2) 電流模式 電流型 PWM 控制器增加了一個電感電流反饋作為 PWM 的斜坡函數(shù)，就不需要三角波發(fā)生器，而且還引入了電感電流反饋使系統(tǒng)的性能具有了明顯的優(yōu)越性。 振 蕩電 路驅(qū) 動觸 發(fā) 器Q RSsUeU非 門ont gU與 門daadteUsdaadtont或 非 門振 蕩電 路驅(qū) 動觸 發(fā) 器Q RSsUeU非 門ont gU非 門daadt時 鐘 信 號iUiCcC FTRFTCcR 1VTdaadtont eUs 圖 (a) Buck 降壓斬波器的電壓模式控制 (b)電壓前饋模式控制 電壓控制模式的優(yōu)點是：單環(huán)反饋的設(shè)計與分析較易實現(xiàn)；鋸齒波振幅較大，可提供較好的噪聲余裕給穩(wěn)定的調(diào)制過程；同時它還能夠低阻抗輸出，對于多輸出電源具有較好的交互 調(diào)節(jié)特性 [10]。當輸入電壓或負載阻抗突然變小時，因為主電路中的輸出電容 C 及電感 L 的值都較大，會產(chǎn)生相移延時作用，輸出電壓的變小也會延時滯后，這 樣輸出電壓變小的消息還要經(jīng)過電壓誤差放大器的補償電路延時滯后，才能傳至 PWM 比較，最后再將脈沖寬度擴展。電壓模式控制采用脈沖寬度調(diào)制方式。 PWM 調(diào) 制方式根據(jù)反饋采樣方式的不同可分為：電壓模式和電流模式，下面將對兩種模式進行對比分析。這些控制取樣信號可以用來構(gòu)成單環(huán)、雙環(huán)、多環(huán)反饋系統(tǒng)，從而實現(xiàn)穩(wěn)壓、穩(wěn)流及恒定功率的目的。 本文將對應(yīng)用范圍最廣泛的 PWM 方式，進行詳細的分析。 0inVo0inVoT ontofft offtont Tt t (a) 0inVo0inVoTont Tt tontofft offt (b) 圖 (a) PWM 控制方式 (b) PFM 控制方式 圖 為相應(yīng)波 形圖。 PFM 的定義是將脈沖寬度固定，通過調(diào)節(jié)工作頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓。 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器的控制方式 Buck 型 DCDC 變換器的控制方式主要有： (1)脈沖頻率調(diào)制 (PFM)， (2)脈沖寬度調(diào)siL DTL VVLI 01 ???0VtiLV LL ?????SL TDLVI )1(02 ??? 15 制 (PWM)， (3) 混合式調(diào)制。如果輸出電壓偏高，誤差放大器會輸出一個比較低的電平，從而調(diào)制器會輸 出一個占空比低的脈沖，反之如果輸出電壓偏低，控制電路會產(chǎn)生占空比高的脈沖使得輸出電壓升高，如此采樣電壓會穩(wěn)定在Vref的值上，從而輸出電壓會穩(wěn)定在 Vref (RFB1+RFB2)/RFB2)的值上。其工作原理為 [3]： 圖 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器工作原理 14 開關(guān)管 S1受一組占空比為 D，周期為 TS的方 波信號控制，當 S1導(dǎo)通時， D1 反偏截止，輸入電壓通過電感 L 對電容 C0 充電，電感電流 Li 逐漸增大，電感兩端電壓為輸入電壓減去輸出電壓，假設(shè)輸出電壓紋波可以忽略，則有 [5]： 0VVtiLV iLL ????? 式 （ 31） 因而在這段時間內(nèi)電感電流線性上升，其增量為： 式 （ 32） 當 S1 截止時，由于電感電流不可突變，感電流減小的趨勢感應(yīng)出的電感兩 端電壓極性顛倒，使得續(xù)流二極管 D1 導(dǎo)通，這種情況下：