【正文】 ） 有相同的組成部分，只是它們的位置被重新布 置一下。在這種情況下，開關(guān)管導(dǎo)通時，電流環(huán)路僅包括電感、開關(guān)管和輸入電壓源。電感電流波形也是以固定斜率線性上升，可用下式描述： LtVti oninonL ?)( 式 （ 28） 在這個階段，能量存儲在電感鐵心的磁通中。這時，電感與開關(guān)相連 端的電壓被輸出電壓鉗位，這個電壓被稱作反激電壓，其幅值是輸出電壓加上二極管的正向?qū)▔航?。在這種情況下，電流和電壓波形如圖所示。由于升壓式變換器工作在電流連續(xù)模式下存在固有的不穩(wěn)定問題，所以升壓式變換器通 常工作在電流斷續(xù)模式下。這就意味著在開關(guān)管導(dǎo)通期間，存儲的能量要足夠大，即電流峰值 IPK 要滿足下式的要求 [8]。 221pkopoutl oa d LIfPP ??? 式 （ 212） 式中： fop 變換器的開關(guān)頻率。如果用一個變壓器來代替電感，就成為了反激式變換器。在所有拓撲中，這類變換器所用的元件較少，因而在中小功率的應(yīng)用場合中很多。因此直流開關(guān)變換器的基本工作方式有三種：一是脈寬調(diào)制方式 (PWM)， TS不變，改變 ton(通用 )則可以控制輸出電壓的大??；二是頻率調(diào)制方式 (PFM)， ton 不變，改變 Ts (易產(chǎn)生干擾 )同樣可以達到調(diào)節(jié)輸出電壓大小的效果；三是脈寬調(diào)制和頻率調(diào)制混合控制方式 (PWM／ PFM) [2]。所以用理想的無損耗開關(guān)器件，并利用電感、電容組成的低通濾波網(wǎng)絡(luò)消除不需要的開關(guān)頻率諧波，便可以得到穩(wěn)定的直流輸 出電壓。然而實際中開關(guān)器件和電容、電感元件以及控制開關(guān)器件通斷的控制電路都要產(chǎn)生一定的功耗，因而開關(guān)電源系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率不可能達到 100%，一般是 (80～ 90)%，有的甚至達到 90%以上，所以開關(guān)電源的效率是很高的 [2]。因為輸出電壓是開關(guān)占空比的函數(shù)，所以要求控制系統(tǒng)能調(diào)節(jié)占空比，使得輸出電壓始終能夠穩(wěn)定在一個給定的電壓。由此可見誤差放大器是直流開關(guān)變換器中非常關(guān)鍵的一個模塊，一個高性能的誤差放大器是保證直流開關(guān)變換器系統(tǒng)正常穩(wěn)定工作的關(guān)鍵。 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器及其控制方式 在上節(jié)中已知 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器是種降壓型的直流開關(guān)轉(zhuǎn)換器，它有三種調(diào)制方式，它們分別是脈寬調(diào)制方式 (PWM)，頻率調(diào)制方式 (PFM)以及脈寬調(diào)制和頻率調(diào)制混合調(diào)制方式 (PMFM)。 為了依靠上述調(diào)制方式獲得穩(wěn)定的直流輸出，就必須要引入負反饋控制環(huán)路，負反饋控制環(huán)路的作用在于減小電路自身的噪聲對輸出的影響并使輸出與開環(huán)增益無關(guān)。這些調(diào)制方式與兩種基本反饋方式的組合便構(gòu)成了 DCDC 轉(zhuǎn)換器的不同控制方式。 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器工作原理 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器如圖 所示， S1是開關(guān)管，其反復(fù)導(dǎo)通和截止控制了 Vin?？刂齐娐酚煞答伨W(wǎng)絡(luò)、誤差放大器和占空比調(diào)制器構(gòu)成。反饋網(wǎng)絡(luò)中的輸出電壓采樣電阻 RFB1 和 RFB2 按一定的比例將輸出電壓采樣與參考電壓 Vref 比較，誤差放大器將此比較誤差放大并送給 PWM 調(diào)制器的一個輸入端，將其與頻率一定的鋸齒波比較后得到頻率一定的、脈沖寬度被調(diào)制的方波。以上分析是基于 Buck型 DCDC 轉(zhuǎn)換器工作于連續(xù)導(dǎo)電工作模式 (CCM)下，還有一種工作模式是不連續(xù)導(dǎo)電模式 (DCM)，本文將在后續(xù)小節(jié)對這兩種工作模式做詳細介紹。目前生產(chǎn)的開關(guān)電源多數(shù)采用 PWM 方式，少數(shù)采用 PFM，很少有混合式調(diào)制方式。它的穩(wěn)壓原理是當(dāng)輸入電壓升高時，控制器輸出信號的脈沖寬度不變，而是使周期變長，占空比就將隨之變小， 用這種方式使輸出電壓降低 [3]?；旌峡刂品绞绞侵该}沖寬度與頻率都不固定，都可以改變，由于兩種控制方式共存，相互影響較大，穩(wěn)定性比較差，電路也比較復(fù)雜，所以現(xiàn)在并沒有得到廣泛的應(yīng)用。 PWM 的開關(guān)頻率一般都為一個恒定值，它的控制取樣信號包括輸入電壓、輸出電壓、輸出電流、輸出電感上的電壓以及開關(guān)器件的峰值電流 [9]。同時，這些信號還可以實現(xiàn)一些附加的功能，例如過電流保護，抗偏磁以及均流等。 (1) 電壓模式 圖 (a)為 Buck 變換器的電壓模式控制 PWM 反饋系統(tǒng)原理圖。它的工作原理是首先將電壓誤差放大器采樣放大的直流與恒定頻率 16 的三角波斜坡進行比較，在通過 PWM 調(diào)制后得到脈沖寬度如 (a)中所示波形，電路在工作時必須逐個附加脈沖的限流保護電路。這兩個延時滯后就是導(dǎo)致暫時響應(yīng)慢的主要原因 [2]。 電壓模式的缺點是：由于環(huán)路增益是隨著輸入電壓的變化而變化的，使得補償電路的設(shè)計變得更加復(fù)雜；任一 個 輸入電壓或是輸出負載的變化都要先轉(zhuǎn)化為輸出電壓的變化，然后才經(jīng)過反饋環(huán)采樣進行反饋控制調(diào)節(jié)，這就意味著動態(tài)響應(yīng)速度較慢；輸出濾波器的控制環(huán)上增加了兩個極點，這就需要在其上在增加一個零點補償。相比電壓型 PWM，電流型 PWM 具有更好的電壓調(diào) 整率和負載調(diào)整率，系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)特性也得到明顯的改善，這就使電流型 PWM 技術(shù)得到了飛速的發(fā)展 [2]。 功 率 級 ???oVgVcViVSWV iLR SWVLiI mI（ 由 V c 置 定 ） (a) 功 率 級 ???oVgVcViVSW iLR SWVLiI mI（ 由 V c 置 定 ）單 穩(wěn) 態(tài)offT (b) T功 率 級 ???oVgVcViVSW iLR SWVLiI mI（ 由 V c 置 定 ）觸 發(fā) 器時 鐘 (c) 圖 (a)恒頻遲滯環(huán)寬控制 (b) 恒定關(guān)斷時間控制 (c)恒定頻率控制 電流控制模式電路有以下優(yōu)點：與電壓型相比在輸入輸出方面具有良好的且快速的 線性調(diào)制率；并且消除了由輸出濾波電感所帶來的系統(tǒng)及極點的二階特性，消除了系統(tǒng)中環(huán)路穩(wěn)定性方面的問題，于此同時還具有最佳大信號的特性； 但當(dāng)占空比大于 50%時，采用電流控制技術(shù)容易發(fā)生不穩(wěn)定現(xiàn)象，主要 原因為： (1)占空比大于 50%時，電路容易發(fā)生次諧振蕩； (2)占空比大于 50%時，電流的下降率大于上升率，平坦的上升率使電感電流出現(xiàn)一個干擾而被放大，最終導(dǎo)致電路不穩(wěn)定。 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器 工作模式 根據(jù)電感電流是否連續(xù)， Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器有兩種工作模式。在轉(zhuǎn)換器的開關(guān)管 S 導(dǎo)通期間，電感中的電流上升，在轉(zhuǎn)換器的開關(guān)管 S 截止期間，電感電流下降。由于在這兩種模式下開關(guān)電源的頻率相位變化十分顯著，所以希望在所有預(yù)期的工作條件下，開關(guān)電源都只處于一種工作模式。 環(huán)路 控制中 誤差放大器的重要作用 DCDC 開關(guān)變換器中控 制策略的研究與選取可以歸結(jié)為主要為了更好地達到以下兩個性能指標(biāo)：一是保證穩(wěn)態(tài)時直流電壓穩(wěn)態(tài)輸出誤差為零；二是控制系統(tǒng)對電路參數(shù)和外界環(huán)境的變化魯棒性較強，具有良好的動態(tài)負載響應(yīng)，即控制性能良好。一方面誤差放大器用來將輸出采樣電壓和參考電壓比較，并產(chǎn)生誤差放大信號，以用該誤差來校正控制脈沖占空比，從而穩(wěn) 定輸出電壓；另一方面轉(zhuǎn)換器的負載調(diào)整率主要由環(huán)路直流增益決定 ，直流增益越高，負載調(diào)整率越好，而誤差放大器提供大部分環(huán)路增益。系統(tǒng)控制環(huán)路直流增益越大負載調(diào)整率越好，相位裕量越大系統(tǒng)越穩(wěn)定，帶寬越大系統(tǒng)響應(yīng)速度越快，然而在實際電路中，直流增益、相位裕量和帶寬之間存在著緊密的相互制約關(guān)系，需要根據(jù)實際情況進行折中 選取，因而，誤差放大電路對于開關(guān)電源系統(tǒng)的輸出穩(wěn)定非常重要，所以在后面章節(jié)中，重點對開關(guān) 電源管理 電路進行誤差放大 的 分析與研究。 圖 峰值模式 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器控制環(huán)路 由圖 可見，在 PWM 峰值電流控制模式下，整個控制系 統(tǒng)有兩個反饋環(huán)路，電流反饋內(nèi)環(huán)和電壓反饋外環(huán)。電 壓 反饋外環(huán)則包含了電流反饋內(nèi)環(huán)，其核心模塊是誤差放大器及其補償網(wǎng)絡(luò)，差放大器將采樣的輸出反饋電壓 VFB與一個基準(zhǔn)電壓 Vref比較并將誤 差 信號 放大產(chǎn)生輸出信號 VERROUT 進入電流反饋內(nèi)環(huán)與 VSENOUT 進行比較。 電壓反饋外環(huán)對輸出電壓的調(diào)整實質(zhì)是：當(dāng)負載改變引起輸出電壓改變 (假設(shè)輸出電壓減小 )，則由電阻分壓網(wǎng) 絡(luò)采得的電壓 VFB減小，誤差放大器 EA 的輸出電壓 VERROUT增大，控制電感峰值電流增大，經(jīng)過 PWM 電流采樣電壓與 VERROUT 交點后移，導(dǎo)致占空比增加，從而調(diào)整輸出電壓增大而穩(wěn)定到原值。 PWM 峰值電流控制方式也存在一些缺點，比如輸出電感峰值電流恒定而非其平均電流恒定的問題和輸出電感電流擾動會引起振蕩的問題，而采用斜坡補償技術(shù)則可以很好的解決上述的兩個問題?？刂评碚撌欠治鰰r變系統(tǒng)穩(wěn)定性的基礎(chǔ)，經(jīng)典的控制論指出一個閉環(huán)反饋系統(tǒng)在系統(tǒng)開環(huán)增益為 1 的頻率 (通常稱為交越頻率 )處如果系統(tǒng)所有環(huán)節(jié)的總相移達到 360176。一般通過相位裕量和增益裕量來衡量系統(tǒng)的穩(wěn)定性，相位裕量指的是交越頻率處的環(huán)路實際總相移和 360176。時系統(tǒng)開環(huán)增益降到 1以下的量 (單位分貝 dB)為了使系統(tǒng)不產(chǎn)生振蕩而且有好的響應(yīng)速度，相位裕量在 45176。之間 [2]。在分析系統(tǒng)時，其動態(tài)特性的解析解的分析方法較復(fù)雜，人們建立了許多小信號模型來分析峰值電流控制開關(guān)電源系統(tǒng)的特性，其中比較典型的是 Raymond 提出的連續(xù)時間模型 [3]。這樣就可以將輸出端的 LC 低通濾波 器拆分，輸出端僅由輸出電容和負載電阻并聯(lián)起濾波作用，那么輸出端 引入由輸出電容和負載電阻產(chǎn)生的一個極點以及輸出電容 ESR 引起的一個零點，這樣說來，電流模式有比電壓模式更容易進行環(huán)路補償?shù)膬?yōu)點。度。 綜上， Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器的雙環(huán)控制系統(tǒng)可以轉(zhuǎn)換為單環(huán)反饋控制系統(tǒng)來分析，包含電流反饋內(nèi)環(huán)的從電壓環(huán)上 EA 輸出端到輸出電感電流部分 (控制到輸出部分 )可以看成一個等效跨導(dǎo)級，電壓反饋外環(huán)包括：輸出端電阻分壓網(wǎng)絡(luò) (RFB1, RFB2)，誤差放大器 (EA)，補償網(wǎng)絡(luò)，控制 到輸出跨導(dǎo)級以及開關(guān)功率級五個部分。 型 轉(zhuǎn)換器電壓環(huán)路控制模型 基于 Ridely 提出的電流反饋控制 DCDC 轉(zhuǎn)換器的連續(xù)時間定頻調(diào)脈寬小信號控制環(huán)路模型，并將電壓反饋環(huán)路補全得到圖 所示 Buck 型 DCDC 控制環(huán)路的小信號模型如圖 所示。 f是在開關(guān)管導(dǎo)通階段輸入和輸出電壓變化對占空比影響的前饋系數(shù)， K39。 圖 Buck 型 DCDC 控制環(huán)路小信號模型 22 下面主要分析整個電壓控制環(huán)路的零極點分布和傳輸函數(shù)。0 式 （ 42） FP(s)反映了電流環(huán)路的主要低頻特性： )(sFP =pCsRsC???11 0 式 （ 43） Fh(s)反映了電流環(huán)路的采樣特性： )(sFh =nnsQs2211?? ?? 式 （ 44） 其中： )(1 39。 ?Dmc? SWn T?? ??1 nec SSm ??1 由此可見 FP(s)在系統(tǒng)中引入了一個極點和一個零點，極點來源于輸出濾波 電容和負載電阻，零點來源于輸出濾波電容的 ESR，分別如下： 039。在截止頻率之后，增益迅速下降以抑制噪聲的影響。 24 圖 所示是系統(tǒng)環(huán)路開環(huán)增益波特圖示意圖 [3]。一旦 fzs1fsw/2，則采用本補償方案，補償網(wǎng)絡(luò)僅由 Rc1 和 Cc1構(gòu)成。 綜上，系統(tǒng)環(huán)路零極點分布總結(jié)如下 [3]： 系統(tǒng)主極點 fpc1 (由補償獲取 )： 1pcf =)(0121EAc rC ??? ( 21 SWZs ff ?) =1)(0211)(0212)(01)(0211)(01)(0211 2 4)()(2 1cEAcccEACcEAcEAcccEAcEAccc RrcC RrCCrCrCRCrCrCRC ???????? （ 21 SWZs ff ?） 式 （ 412） 系統(tǒng)次極點 fps1 (由輸出濾波電容和負載電阻引入 )，由式 (45)給出。 系統(tǒng)輸出零點 fzs1 (由輸出濾波電容的 ESR 引入 )，如式 (46)所示。 輸入波動可以通過兩條路徑傳遞到輸出：一條路徑是通過功率級的小信號模型，另 25 一條路徑是通過前饋項 K＇ f進入系統(tǒng)影響控制開關(guān)管導(dǎo)通與截止的脈沖占空比從而引起輸出波動。 Ridely 給出了 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器的音頻衰減率傳輸函數(shù)的近似表達式如下： )()]21([??00???????DmTR LDDmDCSWCIN?? )()( sFsF hp 式 （ 415） 式中組成分子的兩項是相減的關(guān)系，這就意味著設(shè)計合適的控制環(huán)路和功級參數(shù)可以消去輸入波動引起的輸出變化或者將其減到最小