【正文】 調(diào)制后得到脈沖寬度如 (a)中所示波形，電路在工作時(shí)必須逐個(gè)附加脈沖的限流保護(hù)電路?；旌峡刂品绞绞侵该}沖寬度與頻率都不固定，都可以改變，由于兩種控制方式共存，相互影響較大，穩(wěn)定性比較差，電路也比較復(fù)雜，所以現(xiàn)在并沒有得到廣泛的應(yīng)用。反饋網(wǎng)絡(luò)中的輸出電壓采樣電阻 RFB1 和 RFB2 按一定的比例將輸出電壓采樣與參考電壓 Vref 比較，誤差放大器將此比較誤差放大并送給 PWM 調(diào)制器的一個(gè)輸入端，將其與頻率一定的鋸齒波比較后得到頻率一定的、脈沖寬度被調(diào)制的方波。 為了依靠上述調(diào)制方式獲得穩(wěn)定的直流輸出，就必須要引入負(fù)反饋控制環(huán)路，負(fù)反饋控制環(huán)路的作用在于減小電路自身的噪聲對(duì)輸出的影響并使輸出與開環(huán)增益無關(guān)。然而實(shí)際中開關(guān)器件和電容、電感元件以及控制開關(guān)器件通斷的控制電路都要產(chǎn)生一定的功耗，因而開關(guān)電源系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率不可能達(dá)到 100%，一般是 (80～ 90)%，有的甚至達(dá)到 90%以上，所以開關(guān)電源的效率是很高的 [2]。如果用一個(gè)變壓器來代替電感，就成為了反激式變換器。在這種情況下，電流和電壓波形如圖所示。 圖 基本的升壓式變換器（ Boost 變換器） 升壓式變換器與正激式變換器 （ Buck） 有相同的組成部分，只是它們的位置被重新布 置一下。在開關(guān)導(dǎo)通前瞬間，電感上的電流 Imin就是開關(guān)管通過的初始電流。 Buck 變換器之所以 被稱作降壓變換器，是因?yàn)樗妮敵鲭妷罕囟ǖ陀谳斎腚妷骸? 圖 (a)Buck 型 (b)Boost 型 (c) Buck Boost 型 變換器 正激式電路構(gòu)成一大類開關(guān)電源拓?fù)?，其電路結(jié)構(gòu)特點(diǎn)是功率管之后或變壓器二次側(cè)輸出整流器之后緊跟 LC 濾波器?？刂齐娐酚糜诳刂浦麟娐返墓ぷ鳡顟B(tài)，通過調(diào)節(jié)開關(guān)管的通斷實(shí)現(xiàn)輸出 電壓的調(diào)節(jié)并保證輸出電壓穩(wěn)定在一個(gè)設(shè)定值。同理，當(dāng) VT VT3 關(guān)斷 ,VTVT4 導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓 Ui從和 VT VT3 導(dǎo)通時(shí)電流相反的方向?yàn)樽儔浩鞒跫?jí)線圈 N1勵(lì)磁，并通過次級(jí)線圈 N2 和整流二極管 V2 為負(fù)載供電，這樣在次級(jí)得到如 Up 所示的脈沖波 形。當(dāng)開關(guān)管 VT1 截止、 VT2 導(dǎo)通時(shí)，輸入電源經(jīng) C變壓器初級(jí) 側(cè)繞組 N1 和開關(guān)管 VT2給變壓器初級(jí)繞組 N1 勵(lì)磁，同時(shí)經(jīng)次級(jí)側(cè)二極管 V2 給負(fù)載供電。 圖 正激開關(guān)電源結(jié)構(gòu) 正激開關(guān)電源電路正激開關(guān)電源的特點(diǎn)是，當(dāng)初級(jí)側(cè)的功率開關(guān)管 VT 導(dǎo)通時(shí)，電源輸入側(cè)的能量由次級(jí)側(cè)二極管 V1 經(jīng)輸出電感 L 為負(fù)載供電；當(dāng)功率開關(guān)管 VT 斷開時(shí)，由續(xù)流二極管 V2 繼續(xù)為負(fù)載供電，并由消磁繞組 N3 和消磁二極管 V3 將初級(jí)繞組N1 的能量回饋到電源輸入端。輸入不穩(wěn)定的直流電壓通過功率開關(guān)晶體管VT 后輸出為周期性脈沖電壓，再經(jīng)脈沖整流濾波后，就可得到平滑 f 直流輸出電壓 U0 。若按激勵(lì)形式不同，可分為自激式和他激式兩種。 開關(guān)電源的各種分類 開關(guān)電源 種類繁多，根據(jù)開關(guān)晶體管的導(dǎo)通與關(guān)斷是否與自身電流以及兩端所加電壓有關(guān)分為 “硬開關(guān) ”和 “軟開關(guān) ”和 “硬開關(guān) ”中功率開關(guān)管按外加控制脈沖而通斷，控制與本身流過的電流、二端所加的電壓無關(guān)。這個(gè)脈沖電壓經(jīng)濾波電路進(jìn)行平滑濾波后就可得到穩(wěn) 定的直流輸出電壓 U0[1] 。這 兩種模式，雖然采樣的方式各不相同，但是都需要 誤差放大器將輸出采樣電壓與預(yù)設(shè)基準(zhǔn)電壓進(jìn)行差分運(yùn)算并放大生成誤差放大信號(hào)反饋給系統(tǒng)控制電路，所以誤差放大器對(duì)開關(guān)變換電路系統(tǒng)的穩(wěn)定性、負(fù)載調(diào)整率以及響應(yīng)速度有著決定性作用，它的性能好壞直接影響到開關(guān)變換器系統(tǒng)的性能，因而對(duì)開關(guān)電源管理電路中誤差放大器的分析與研究具有重要的意義。 II Abstract Due to their merits of wide input range, high efficiency, small in size and light in weight ect, switching power supplies are gaining more and more application areas in today’s modern world, ranging from domestic equipments to sophisticated munication and data handling systems, especially in portable devices, they have unsurpassable advantages. The rapid development of products in corresponding application areas requires the power supplies to have better performances. The robustness of switch—mode power supplies directly affect the performance of electronic devices. As one of the most important parts of switched mode DC to DC converters, error amplifier has significant influences on the voltage control loop’s stability. Thus this paper focuses on the design of high performance error amplifier for DCDC converters based on system requirements analysis. A buck DCDC converter was concerned, an error amplifier for the buck converter was designed from the points of view of system stability, load regulation and response speed requirements. At the first place, the Buck DCDC converter’s voltage control loop stability and polezero analysis was done based on a small signal model of the voltage control loop, the pensation scheme was proposed. At last, according to the system level to analysis the error amplifier. Key words： Switching power。本文誤差放大器的 分析基于 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器，從系統(tǒng)穩(wěn)定性、負(fù)載調(diào)整率及響應(yīng)速度要求的角度出發(fā)，首先對(duì)該款 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器的系統(tǒng)電壓控制環(huán)路進(jìn)行小信號(hào) 分析 ,并對(duì) 控制環(huán)路進(jìn)行了 零極 點(diǎn)分布 分析 ，確定環(huán)路補(bǔ)償 策略 。 本文研究的目的與意義 誤差放大電路作為電源管理電路中的關(guān)鍵模塊，其性能優(yōu)劣與整個(gè)電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性能密切相關(guān)。開關(guān)電源內(nèi)部功率管工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，其等效電阻很小，當(dāng)流過大的電流時(shí)，消耗在功率管上的能量很小，所以電源效率可以達(dá)到 70％～ 90％ ，比普通線性穩(wěn)壓電源提高近一倍。除此之外，開關(guān)電源還有 輔助電路，包括啟動(dòng)、過流過壓保護(hù)、輸入濾波、輸出采樣、功能指示等電路 [3]。 根據(jù) DCDC 轉(zhuǎn)換器從輸入到輸出之間是否有變壓器隔離，可以分成有隔離、無隔離兩類。 開關(guān)電源典型結(jié)構(gòu) [4] 串聯(lián)開關(guān)電源結(jié)構(gòu) 如圖 所示。由于采用變壓器耦合，因此變壓器的初、次級(jí)可以相互隔離，從而使初級(jí)側(cè)電路地與次級(jí)側(cè)電路地分開，做到次級(jí)側(cè)電路地不帶電，使用安全。 半橋開關(guān)電源結(jié)構(gòu) 如圖 所示。 全橋開關(guān)電源結(jié)構(gòu) 如圖 所示。 本論文主要 研究的是 Buck 型 DCDC 變換器，因?yàn)樵擃愞D(zhuǎn)換器在便攜式電子產(chǎn)品中 8 比較常見。其輸出平均電壓 Vo 大于輸入電壓Vt，極性相同。 LC 濾波器平均了占空比調(diào)制的脈沖電壓。續(xù)流電流包括：二極管、電感、負(fù)載。這些拓?fù)浣M成了一類變換器，稱為變壓器隔離正激式變換器。開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，由于電感中的電流不 11 能突變，于是二極管立刻正向?qū)ā? 221pkopoutl oa d LIfPP ??? 式 （ 211） 式中： fop變換器的開關(guān)頻率。 假設(shè)開關(guān)是理想的，那么當(dāng)開關(guān)閉合則其上的電壓降為零，因此功耗為零，當(dāng)開關(guān)斷開則電流為零，功耗也為零。 本 文重點(diǎn)為以 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器為基礎(chǔ)來分析研究誤差放大器，因此以后的討論主要基于 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器，接下來的兩節(jié)將 重 點(diǎn)分析 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器的工作原理、控制方式、工作模式及其 誤差放大電路。加到負(fù)載尺 D 上的時(shí)間比例，可調(diào)節(jié)輸出電壓 V0； L 是儲(chǔ)能電感 ，用以平滑電流， D1是續(xù)流二極管，在開關(guān)管 S1 截止時(shí)為電感電流提供一個(gè)續(xù)流通路，一方面避免電感感應(yīng)出高壓而損壞晶體管，另一方面提供電感能量釋放到負(fù)載的通路； C0是濾波電容。 PFM 的定義是將脈沖寬度固定，通過調(diào)節(jié)工作頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓。 PWM 調(diào) 制方式根據(jù)反饋采樣方式的不同可分為：電壓模式和電流模式，下面將對(duì)兩種模式進(jìn)行對(duì)比分析。 (2) 電流模式 電流型 PWM 控制器增加了一個(gè)電感電流反饋?zhàn)鳛?PWM 的斜坡函數(shù)，就不需要三角波發(fā)生器，而且還引入了電感電流反饋使系統(tǒng)的性能具有了明顯的優(yōu)越性。如果在 S 截止期間，電感中的電流降到零而 S 還未開始下次導(dǎo)通，則在截止期間的剩余時(shí)間內(nèi)電感中存儲(chǔ)的能量將為零，轉(zhuǎn)換器工作于非連續(xù)導(dǎo)通模式否則轉(zhuǎn)換器工作于連續(xù)導(dǎo)通模式。 19 4. 開關(guān)電源管理電路系統(tǒng)分析 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器 本 章主要基于 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器，在電流峰值 PWM 控制模式 下， 從系統(tǒng)穩(wěn)定性、負(fù)載調(diào)整率及響應(yīng)速度要求的角度出發(fā)，結(jié)合 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器的工作原理，進(jìn)而對(duì)誤差放大電路進(jìn)行分析 與 研究。 開關(guān)電源控制環(huán)路 的 分 析 研究 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器穩(wěn)定性分析 本質(zhì)上講，開關(guān)電源系統(tǒng)是一個(gè)非線性時(shí)變系統(tǒng)。 要使 輸入電壓變化和負(fù)載條件變化的情況下為負(fù)載提供一個(gè)穩(wěn)定的輸出電壓，而反饋控制環(huán)路中的任何環(huán)節(jié)都可能存在噪聲和干擾，要使系統(tǒng)在任何條件下都穩(wěn)定工作，一般要用反饋補(bǔ)償改善系統(tǒng)頻率響應(yīng)?？刂频捷敵隹鐚?dǎo)級(jí)是組成環(huán)路增益的一部分，另外峰值電流控制還存在大信號(hào)不穩(wěn)定的問題，需要斜坡補(bǔ)償，所以電流環(huán)路決定著電壓外環(huán) ,因而我們?cè)陔娏鳝h(huán)分析的基礎(chǔ)上，來分析研究電壓環(huán)路。000 ??? DmLCTRC cSWp? , Q= )( 139。另一種補(bǔ)償方案是針對(duì)當(dāng)輸出濾波電容的 ESR 比較大時(shí)，以致 fzs1 fsw/2，這樣會(huì)造成較大的相位裕度，影響環(huán)路響應(yīng)速度，故需要在 PI 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中添加 Cc2以引入極點(diǎn) fpc2去補(bǔ)償?shù)?fzs1，其余零極點(diǎn)分布策略與低 ESR 時(shí)相同：將 fpc1設(shè)置為主極點(diǎn)，利用fzs1去補(bǔ)償 fps1，使環(huán)路基本呈現(xiàn)單極點(diǎn)特性 ，并保證 fPFH1 fc，如圖 (b)所示。系統(tǒng)的小信號(hào)等效輸出阻抗為： )()(1)(00 sFDmLTRRsZPCSWo u t ????? 式 （ 416） 基于以上電壓環(huán)路控制策 略，可以得到如圖 所示的簡(jiǎn)化 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器頻域模型： 圖 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器頻域模型 。 若系統(tǒng)需采用第二種補(bǔ)償方案，即需要在補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中添加補(bǔ)償電容 Cc2，則系統(tǒng)存在第二個(gè)補(bǔ)償極點(diǎn) fpc2： 1pcf =1)(0211)(0212)(01)(0211)(01)(0211 2 4)()(2 1cEAcccEACcEAcEAcccEAcEAccc RrcC RrCCrCrCRCrCrCRC ???????? 式 （ 413） 系統(tǒng)高頻極點(diǎn) fPFH1和 fPFH2，分別由式 (47)和 (48)給出。001 2)(2 1 LCDmTRCf cSWps ?? ??? 式 （ 47） 01 21 CRfCzs ?? 式 （ 46） Fh(s)為系統(tǒng)引入了兩個(gè)高頻極點(diǎn)，分別如下： 1PFhf = ]411[4 2f SW ?? 式 （ 47） 23 2PFhf = ]411[4 2f SW ?? 式 （ 48） 輸出到控制增益 (電阻分壓 +EA 增益 +補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò) PI(s)) )