【正文】 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中添加補(bǔ)償電容 Cc2，則系統(tǒng)存在第二個補(bǔ)償極點 fpc2： 1pcf =1)(0211)(0212)(01)(0211)(01)(0211 2 4)()(2 1cEAcccEACcEAcEAcccEAcEAccc RrcC RrCCrCrCRCrCrCRC ???????? 式 （ 413） 系統(tǒng)高頻極點 fPFH1和 fPFH2，分別由式 (47)和 (48)給出。 一種補(bǔ)償方案是針對輸出濾波電容的 ESR 非常小時，如圖 (a)所示 ， fzs1位于高頻處，則無需對此零點進(jìn)行補(bǔ)償，那么只要在誤差放大器輸出端加補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，產(chǎn)生系統(tǒng)主極點 fpc1 同時產(chǎn)生零 點來補(bǔ)償輸出端的極點 fps1，則可使環(huán)路基本呈現(xiàn)單極點特性，因而需要保證極點 fPFH1 在系統(tǒng)頻率交點 fc 以外，即有 fPFH1fc。001 2)(2 1 LCDmTRCf cSWps ?? ??? 式 （ 47） 01 21 CRfCzs ?? 式 （ 46） Fh(s)為系統(tǒng)引入了兩個高頻極點，分別如下： 1PFhf = ]411[4 2f SW ?? 式 （ 47） 23 2PFhf = ]411[4 2f SW ?? 式 （ 48） 輸出到控制增益 (電阻分壓 +EA 增益 +補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò) PI(s)) )(sAoc = EAA ??? 21 2 FBFB FBRR RPI(s) 式 （ 49） 由于212FBFBFBRR R? =0VVFB , EAA = )(0)( EAEAm rG ? ,其中 Gm(EA)是誤差放大的跨導(dǎo)， r0(EA)是誤差放大器的直流小信號輸出阻抗，所以： )(sAoc =0VVFB . )(0)( EAEAm rG ? .PI(s) 式 （ 410） 因此整個電壓反饋外環(huán)的環(huán)路直流小信號開環(huán)增益為： )(loopsA = )()(oc sAsA oc? = 0R )(s)(h0)(0)( sPIFsFVVrGG PFBEAEAmCS ??????? ）（ 式 （ 411） 圖 不同 ESR 對補(bǔ)償效果零級點分布影響 為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性 ，需要對由輸出濾波電容和負(fù)載電阻引入的低頻極點和由輸出濾波電容的 ESR 引入的零點進(jìn)行補(bǔ)償，原則上為在截止頻率前最好補(bǔ)償為單極點系統(tǒng)，在截止頻率處，環(huán)路增益的相位裕度大于 45176。在前面已經(jīng)指出整個電壓反饋外環(huán)的傳輸函數(shù)可以分為 兩段 [2]： 電壓環(huán)路上的控制到輸出增益（調(diào)制級 +電流環(huán)跨導(dǎo) +輸出功率級濾波）： )(sAco = )()(0 sFsFRG hPcs 式 （ 41） 其中： GCS 是控制到輸出的跨導(dǎo)： csG =SWci fL DmRR ? ??? )(11139。其中各參數(shù)意義如下， D 是占空比， TSW 是開關(guān)周期， E 是調(diào)制器增益，Ri是電 感電流采樣增益， Sn 是電感電流采樣斜坡信號上升斜率， S6是斜坡補(bǔ)償信號斜率，H6 (s)是電流反饋采樣傳輸函數(shù)，這里采用了其二階近似形式， K39。在截止頻率之后，增益迅速下降以抑制噪聲的影響 [4]。對系統(tǒng)的小信號環(huán)路模型，大致可以分成兩段傳遞函數(shù)： 從誤差放大器 EA輸出端電壓 VERROUT 經(jīng)由帶電流反饋環(huán)路的功率級 到輸出電壓的傳遞函數(shù)，通常稱為控制到輸出傳遞函數(shù)，根據(jù) Ridley 模型，引入電流環(huán)后，功率級的從控制到輸出的傳遞函數(shù)會發(fā)生改變，即由電流反饋引起，從電壓環(huán)上 EA 輸出端到輸出電感電流 (控制到輸出部分 )可以看成一個等效跨導(dǎo)級，其等效跨導(dǎo)稱為控制到輸出跨導(dǎo)，這里用 GCS表示?！?75176。則系統(tǒng)將不穩(wěn)定而產(chǎn)生振蕩。 PWM 峰值電流控制方式是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)具有諸多優(yōu)點，最主要的是：電流內(nèi)環(huán)加快了對輸入電壓變化的響應(yīng)，抗干擾性增強(qiáng)。電流反饋內(nèi)環(huán)通過電流檢測電路 CS 感應(yīng)并采樣功率開關(guān)管電流，將其轉(zhuǎn)化為電壓信號放大后與斜坡補(bǔ)償電壓相加得到一個反應(yīng)電感峰值電流變化的電壓信號 VSENOUT，并將其送入 PWM 比較器的一與誤差放大器的輸出信號 VERROUT相比較，最后經(jīng)過一系列邏輯處理電路產(chǎn)生 占 空比被調(diào)節(jié)的脈沖信號以控制開關(guān)管的導(dǎo)通與截止，進(jìn)而控制輸出電壓。 通常對整個控制環(huán)路的補(bǔ)償就是通過適當(dāng)選擇誤差放大器的補(bǔ)償策略以調(diào)整誤差放大器的頻率響應(yīng)來實現(xiàn)的，目的是對整個閉環(huán)系統(tǒng)進(jìn)行校正，提供足夠的相位裕量和適當(dāng)?shù)膸挘沟瞄]環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定工作，并具有良好的動態(tài)響應(yīng)。在正常情況下， Buck 型開關(guān)轉(zhuǎn)換器很少工作在非連續(xù)導(dǎo)通模式，但是一旦負(fù)載電流低于臨界水平，非連續(xù)導(dǎo)通模式就會發(fā)生 [4]。一種是連續(xù)導(dǎo)電模式 (CCM)， DCDC 在重載下通常工作于這種模式；另一種是不連續(xù)導(dǎo)電模式 (DCM)，DCDC 變換器在輕載下工作于這種模式。 電流型 PWM 控制器有以上幾種方案：恒定遲滯環(huán)寬控制：在電感中產(chǎn)生一個固定的電流減小量后，功率開關(guān)管被導(dǎo)通，如圖 (a)中是由遲滯比較器實現(xiàn)；恒定關(guān)斷時 17 間控制：經(jīng)過一個固定的時間間隔后，功率開關(guān)管被導(dǎo)通，如圖 (b)中由一單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器來實現(xiàn)；恒定頻率控制：有一個固定頻率的時鐘信號控制 RS 觸發(fā)器從而控制功率開關(guān)管的導(dǎo)通，如圖 (c)所示。 振 蕩電 路驅(qū) 動觸 發(fā) 器Q RSsUeU非 門ont gU與 門daadteUsdaadtont或 非 門振 蕩電 路驅(qū) 動觸 發(fā) 器Q RSsUeU非 門ont gU非 門daadt時 鐘 信 號iUiCcC FTRFTCcR 1VTdaadtont eUs 圖 (a) Buck 降壓斬波器的電壓模式控制 (b)電壓前饋模式控制 電壓控制模式的優(yōu)點是：單環(huán)反饋的設(shè)計與分析較易實現(xiàn)；鋸齒波振幅較大，可提供較好的噪聲余裕給穩(wěn)定的調(diào)制過程；同時它還能夠低阻抗輸出，對于多輸出電源具有較好的交互 調(diào)節(jié)特性 [10]。電壓模式控制采用脈沖寬度調(diào)制方式。這些控制取樣信號可以用來構(gòu)成單環(huán)、雙環(huán)、多環(huán)反饋系統(tǒng)，從而實現(xiàn)穩(wěn)壓、穩(wěn)流及恒定功率的目的。 0inVo0inVoT ontofft offtont Tt t (a) 0inVo0inVoTont Tt tontofft offt (b) 圖 (a) PWM 控制方式 (b) PFM 控制方式 圖 為相應(yīng)波 形圖。 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器的控制方式 Buck 型 DCDC 變換器的控制方式主要有： (1)脈沖頻率調(diào)制 (PFM)， (2)脈沖寬度調(diào)siL DTL VVLI 01 ???0VtiLV LL ?????SL TDLVI )1(02 ??? 15 制 (PWM)， (3) 混合式調(diào)制。其工作原理為 [3]： 圖 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器工作原理 14 開關(guān)管 S1受一組占空比為 D，周期為 TS的方 波信號控制，當(dāng) S1導(dǎo)通時， D1 反偏截止，輸入電壓通過電感 L 對電容 C0 充電，電感電流 Li 逐漸增大，電感兩端電壓為輸入電壓減去輸出電壓，假設(shè)輸出電壓紋波可以忽略，則有 [5]： 0VVtiLV iLL ????? 式 （ 31） 因而在這段時間內(nèi)電感電流線性上升，其增量為： 式 （ 32） 當(dāng) S1 截止時，由于電感電流不可突變，感電流減小的趨勢感應(yīng)出的電感兩 端電壓極性顛倒，使得續(xù)流二極管 D1 導(dǎo)通，這種情況下： 式 （ 33） 因而電感電流線性減小，減小量為 ： 式 （ 34） 根據(jù)伏秒平衡原理 (VoltsSecond Balance)有 ? IL1= ? IL2，從而得出 Buck 型 DCDC轉(zhuǎn)換器輸出電壓與占空比 D 和輸入電壓的關(guān)系為： iDVV ?0 式 （ 35） 式 (35)表明輸出電壓隨占空比 D 的變化而變化，只要通過控制電路控制開關(guān)管的導(dǎo)通與截止的切換時間就可以使輸出電壓不隨輸入電壓和負(fù)載電流的變化而變化。下面分別對Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器的工作原理和調(diào)制方式、反饋方式做簡單介紹，并重點闡述 PWM電壓反饋控制方式和 PWM 電流反饋控制方式的工作原理。無論哪種調(diào)制方式其目的都可以理解為在轉(zhuǎn)換器負(fù)載改變的情況下通 過調(diào)制改變了開關(guān)管的導(dǎo)通占空比以獲得穩(wěn)定的輸出電壓。 圖 所示是一個直流開關(guān)變換器控制系統(tǒng)示意圖，其工作原理如下： 圖中的單箭頭開關(guān)由占空比調(diào)制器控制產(chǎn)生一個方波，這個方波的平均電壓等于所期望的直流輸出電壓，低通濾波器用來濾掉開關(guān)頻率諧波，使得輸出為所需的直流電壓，輸出電壓 V0 與基準(zhǔn)電壓 Vref 通過誤差放大器相比較并將誤差信號放大，產(chǎn)生控制調(diào)制 13 器的信號，從而調(diào)節(jié)方波的占空比，這樣整個系統(tǒng)形成一個負(fù)反饋回路，使得輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)計值。如果電感、電容元件也是理想的，那么該系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到 10%。 12 3. Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器及其控制方式分析 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器 Buck 型 DCDC 轉(zhuǎn)換器的主要特點是功率管工作在開關(guān)狀態(tài)，一個周期內(nèi)，電子開關(guān)接通時間 ton 所占整個周期 Ts 的比例，稱接通占空比 D， D=ton/TS；斷開時間 toff所占的比例，稱斷開占空比 D＇ , D＇ = toff/Ts， 很明顯，接通占空比越大，負(fù)載上電壓越高； 1/TS=fs稱開關(guān)頻率， fs 越高，負(fù) 載上電壓也越高。 圖 所示的 Boost 變換器只能用于升壓情況，也就是說輸出電壓必須高于輸入電壓的最大幅值。 Boost 變換器工作在電流斷續(xù)模式下，存儲在電感中的能量為： 221pkstored LIE ? 式 （ 210） 單位時間內(nèi)，傳輸?shù)哪芰繛椋ń?/秒或瓦）必須滿足負(fù)載連續(xù)功率消耗的需求。在開關(guān)管關(guān)斷這段時間里，電感上的電流用下式表示： L tVVItI of finoutpkof fL )()( ??? 式 （ 29） 如果在下個周期之前，鐵心中的磁通完全為零，就稱電路工作在電流斷續(xù)模式。在這段時間中，二極管是反向阻斷的。 變換器 另一類變換器是升壓式變換器，最基本的升壓式變換器，即所謂的 Boost 變換器 [3]。 Buck 型變換器 的優(yōu)點是：輸出電壓的紋波峰峰值比升壓式變換器低，同時可以輸出比較高的功率，正激式變換器可以提供 數(shù)千瓦的功率 [3]。當(dāng)開關(guān)再次導(dǎo)通時，二極管迅速關(guān)斷，電流從輸入電源和開關(guān)管流過。電感上的電流用下面的公式描述： )(onLi =ooutinLVV ? ton + minI 式 （ 25） 在這 個階段，存儲在電感上的能量為： )(21 2m in2 IILE pkostor e d ?? 式 （ 26） 輸入的能量就存儲在電感鐵心材料的磁通中。 圖 基本的正激式變換器（ Buck 變換器） 通過控制電路改變占空比，既可保持輸出電壓恒定。電路的 LC 濾波器就是飛輪，存儲從驅(qū)動器輸出的脈沖功率。其輸出平均電壓Vo 可以大于或小于輸入電壓 Vt，極性相反，電感傳輸。其輸出平均電壓 Vo 小于輸入電壓Vt，極性相同。主電路也稱功率級，用于完成電能的轉(zhuǎn)換和傳輸，對設(shè)備的電性能、效率、溫升、可靠性、體積和重量等指標(biāo)有著決定性的作用，通常包括輸入電源、功率開關(guān)管、整流管以及儲能電感、濾波電容和負(fù)載。 DCDC 變換器 可以將 DCDC 管理電源芯片分成三類：開關(guān)電源、線性集成穩(wěn)壓器、電荷泵，在此我們只討論開關(guān)電源類。當(dāng) VT VT3 的觸發(fā)控制信號有效時， VT VT4 的觸發(fā)控制信號無效， VT VT3 導(dǎo)通時，輸入電壓 Ui經(jīng) VT2 變壓器的初級線圈 N1 和 VT3 形成電流回路，加至變壓器初級線圈的電壓為電源電壓 Ui，并經(jīng)次級側(cè)二極管 V1 整流、濾波后為負(fù)載供電。 圖 半橋開關(guān)電源電路及波形 半橋開關(guān)電源的最大優(yōu)點是自平衡能力強(qiáng)，不易使變壓器由于 VT VT2 的導(dǎo)通時 7 問不一致而產(chǎn)生磁飽和現(xiàn)象，使功率開關(guān)管 VT VT2 損壞。當(dāng)開關(guān)管 VT1 導(dǎo)通、 VT2 截止時，輸入電壓 Ui經(jīng) VT1 變壓器