【導讀】點漂移等基本概念的理解并閱讀相關資料。電路以及正交相位補償網絡等單元電路的工作原理及特點。收機的關鍵技術、設計流程、達到的水平和應用前景做了簡單介紹。的性能要求，同時實現了I&Q兩路基帶信號良好的幅相平衡特性。鍵技術的突破，為同類產品的系列化、小型化、高可靠打下了堅實的基礎。同時為同類大動態(tài)多通道接收機的設計開發(fā)提供了強有力的保障。很好的經濟效益和社會效益。幅相平衡性和高穩(wěn)定性。

　　

【正文】 功率： 7177。 形式：連續(xù)波 (3)電調衰減器控制電壓 電壓范圍： 0～ 5V 控制動態(tài) ： ?30dB 控制方式： 5V 對應最大衰減 (4)閉塞脈沖 形式： TTL 電平，輸入電流 ?5mA 控制方式：高電平閉塞，低電平或懸空狀態(tài)不閉塞 (5)帶通切換指令 形式： TTL 電平，輸入電流 ?5mA 控制方式：高電平或懸空狀態(tài)為寬帶 240MHz，低電平為窄帶80MHz 輸出 I、 Q 信號 (1)形式：零中頻信號 (2)輸出電壓范圍 (Vpp)： 177。 1V(50Ω 負載，對應 90dBm輸入功率 ) (3)I/Q 兩路幅度不平衡： ? (4)I/Q 相位差： 90177。 3176。 (5)零漂： ?177。 10mV(最大放大量 ) (6)IQ 檢波帶寬： 200MHz、 60MHz(3dB 帶寬 ) 燕山大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 22 系統(tǒng)要求 (1)增益： ?110dB (2)噪聲系數： ? (3)帶內相位失真： ?10? (4)具有 200MHz 和 60MHz 兩種可選擇的工作帶寬 (5)電源： ?12V (6)溫度： 55?C～ +85?C (7)接口：電源采用穿心電容，其它采用 SMA 使用環(huán)境要求及其它特殊要求 正交鑒相器模塊的 絕對最大額定值和推薦工作條件，存放和使用應滿足該項要求。 絕對最大額定值如下： (1)電源電壓 (V)： ?18V、 +6V (2)調相控制電壓 (Vc)： ＋ 15V (3)存儲溫度 (Tstg)： － 55?C～＋ 100?C 推薦工作條件如下： (1)電源電壓 (V)： ?12V (2)調相控制電壓 (Vc)： ＋ 5V (3)工作溫度 (Top)： － 55?C～＋ 85?C 技術難點及關鍵電路設計 組件 中的關鍵電路很多，如低噪聲放大、衰減、開關、正交鑒相器電路等，在這里我們將重點放在正交鑒相器電路的研究。因為正交鑒相器電路是雷達系統(tǒng)的核心部件，其中的一些關鍵指標如：輸出噪聲、零點漂移、Iamp。Q 輸出信號間的幅度和相位平衡性等直接影響雷達系統(tǒng)對跟蹤目標的精確度以及對遠程目標的跟蹤能力等。所以整機系統(tǒng)對該類電路技術指標的提高，加大了我們的研制難度。該電路的技術難點和關鍵技術主要體現在以下幾個方面： 零點漂移溫度補償電路的設計 零點漂移 (簡稱零漂 )，就是當放大器電路的輸入端短路時，輸出端還有緩慢變化的電 壓產生，即輸出電壓偏離原來的起始點而上下漂動。在直第 3 章 L 波段接受機設計 23 接耦合多級放大電路中，當第一級放大電路的 Q 點由于某種原因而稍有偏移時，第一級的輸出電壓將發(fā)生微小的變化，這種緩慢的微小變化就會逐級被放大，致使放大電路的輸出端產生較大的漂移電壓。當漂移電壓的大小可以和有效信號電壓相比時，就無法分辨是有效信號電壓還是漂移電壓，嚴重時漂移電壓甚至把有效信號電壓淹沒了，使放大電路無法正常工作。為了表示由于溫度變化引起的漂移，常把溫度升高一度 (1176。C)時，輸出漂移電壓 ?Vo 按放大電路的總電壓增益 AV折合到輸入端的等效輸入漂移電壓?Vi(＝ ?Vo/Av?T)作為溫漂指標 [7]。 零點漂移對雷達系統(tǒng)的影響主要體現在兩個方面：其一，脈沖壓縮后的主副瓣上疊加一個較大的直流分量，在小信號的情況下有可能把有用信號淹沒而無法檢測，導致系統(tǒng)誤判；其二，自適應旁瓣相消權值的估計和修正會由于零點漂移的存在而產生較大誤差，從而降低旁瓣相消的改善因子。因此，現代雷達系統(tǒng)對該項指標要求很高，在寬溫工作范圍內 (55176。C～+85176。C)要求其零點漂移小于 2mv，通常情況下 ， 該類產品的零點溫漂在1070mv 左右，要達到 2mv 這一指標非常困難。之前，國內還沒有很好的解決方法，國外同類產品也很難達到這一水平。通過分析，我們認為引入溫補電路是改善零點溫漂的有效途徑。我們的設計思想是這樣的：設法把鑒相器輸出信號中的零點漂移量取出來，然后通過溫補網絡反饋到放大器的同相輸入端，與放大器內部的溫漂成分進行合成，從而使兩分量相互抵消或部分抵消，從而達到降低零點溫漂的目的 [13]。我們對鑒相器引入溫補電路的前后進行了詳細的測試比較，測試結果如下：引入溫補電路之前：零點溫漂 10mv，引入溫補電路后：零點溫漂 。 輸出信號 輸入信號 圖 32 零點漂移溫度補償 電路原理圖 由此可見，溫補電路的引入達到了降低鑒相器零點溫漂的目的。溫補電路如上圖 32。 放大器 電壓跟隨器 零點漂移 溫補電路 燕山大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 24 寬帶 Iamp。Q 解調器的設計 鑒相器的核心部分是 Iamp。Q 解調器，主要由四部分組成： 90?移相功分器、雙平衡混頻器、同相功率分配器和低通濾波器。其中， 90?移相功分器和雙平衡混頻器的設計至關重要。首先，鑒相器的幅相平衡性主要取決于90?移相功分器 。其次，鑒相器的動態(tài)范圍、 L0amp。RF 間的隔離、載波抑制等則受到混頻器的限制。實現 90?移相和功分的電路很多，如： Langer 耦合器、支線耦合器、寬邊帶耦合等等，在這里我們采 用了 Langer 耦合器的電路形式，運用集總參數的設計方法，通過理論計算和 CAD 輔助設計相結合，取得了較好的結果。而混頻器的性能主要靠以下兩個方面來保證： (1)研制寬帶巴倫，注重巴倫的平衡性設計； (2)選用對稱性好，結電容小，脈沖響應快的環(huán)行二極管堆。下面采用時域分析法來分析一下 Iamp。Q 解調器的工作原理 [14]。 假設相參信號和射頻信號滿足如下關系： V1(t)= VcCOSWct， V2(t)= VmCOSWmt 則經 90?移相、功分后加到混頻器 2 相應輸入端口的信號電壓分別為： 混頻器 1： V3(t)=COSWctVc2 (31) V4(t)=COSWmtVm2 (32) 混頻器 2： V5(t)=)90(2 1????W ctC O S V C (33) V6(t)=)(2 2??WmtCOSVm (34) 經 混頻和低通濾波器濾波后取出的視頻信號電壓分別為 (設其振幅為 A， ??=?1?2 且 WcWm)： V7(t)= ACOS(WcWm)t (35) V8(t)= ACOS[(WcWm)t+(90?+??)] (36) 從 (35)、 (36)式我們可以看出，影響 Iamp。Q 解調器幅相平衡性的因素很多，但最關鍵因素是 90?移相功分器。根據上述的時域分析，我們確定了如圖 33 所示的 Iamp。Q 解調器電原理圖。 第 3 章 L 波段接受機設計 25 該典型 Iamp。Q 解調器的主要參數測試結果如下： (1)RF 工作頻率： L 波段 (2)工作帶寬： 200MHz (3)變頻損耗： ? (4)輸出視頻帶寬： ?100MHz (5)相位不平衡性： ?177。 176。 (6)幅度不平衡性： ? (7)端口駐波： ?∶ 1 I 路基帶信號 900 3dB 功分器 V7 00 3dB 功分器 V1 Ｖ 3 V4 混頻器 1 V2 混頻器 2 R V5 V6 V8 Q 路基帶信號 圖 33 Iamp。Q 解調器電路原理框圖 90?功率分配器的設計 目前，隨著自適應技術及數字信號處理技術的發(fā)展， 自適應旁瓣相消技術已經成為現代雷達抑制旁瓣惡意有源干擾、提高雷達在復雜電磁戰(zhàn)場環(huán)境生存能力的重要手段 [2]。雷達自適應旁瓣相消性能的關鍵指標為相消后的改善因子，而直接影響雷達系統(tǒng)改善因子的關鍵因素之一就是正交鑒相器各路之間的幅度一致性和相位一致性。例如：若希望動目標處理系統(tǒng)的改善因子大于 40dB，則從理論上推算出 I、Q 通道的幅度不一致性必須小于 1%，相位正交誤差必須小于 1 度。因此，嚴格控制正交鑒相器的幅度平衡和正交誤差是該電路設計的一項關鍵技術[15]。 研究證明，幅度和相位一致性受如下因素的影響： (1)90?移相功分器的幅度和相位平衡性； (2)同相功分器的幅度和相位平衡性； (3)濾波器、混頻器、放大器各元器件間的幅度和相位一致性 ； (4)結構 的 對稱 性 。 其中 濾波器 、 放大器 、混頻器的幅相一致性可以通過配對的方式來解決，而 90?移相、功分器的幅相平衡性實現起來要困難得多，它依賴于嚴密的電路設LPF1 LPF1 燕山大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 26 計、先進的基片制作工藝和電路裝配工藝。針對這些因素，我們開展了各種專題研究，同時在電路中引入了相位補償和相位微調網絡，幅度微調網絡等，它們的引入大大增加了相位和幅度調整的靈活性，進一步提高了電路的幅相平衡性，獲得了很好的效果 。 研究的主要目的是解決其輸出端間的幅相平衡性問題。在研制過程中我們選取了如圖 34 的電路形式。 其中： L=(Z0/W0){(1+?)(1?)}(1/2) C={1/(W0Z0)}{(1?)/(1+?)}1/2) 耦合度 =20log? ?=1W02LC1 (?：耦合系數； Z0：阻抗； W0：中心頻率 ) 上述公式可以計算出對應工作頻率下的 L、 C、 C1 的值，通過精心設計和選材，獲得了較好的研制結果。 其設計指標如下： (1)工作頻率： 60MHz?3MHz (2)插入損耗： ? (3)路間幅度不平衡： ? (4)路間相位不平衡： ??? (5)路間隔離度： ?25dB C1 L C1 C C C1 L C1 圖 34 90?功率分配器 雙平衡混頻器的設計 雙平衡混頻器是正交鑒相器電路中的又一關鍵單元電路 .它性能的優(yōu)劣直接影響鑒相器電路檢波靈敏度、載波抑制、以及 Iamp。Q 間的幅相平衡性等特性。通過對幾種電路形式的比較，我們選取了如圖 35 的電路形式。 其中的巴倫 B B2 是兩個 4∶ 1 的阻抗變換變壓器， 采用傳輸線結構第 3 章 L 波段接受機設計 27 形式繞制，它的引入一方面實現了高低阻抗間的變換，同時也使電路的工作頻率得到了有效的展寬，并能實現輸出信號良好的幅相平衡性。 寬帶微波巴倫 L0 RF IF 圖 35 雙平衡混頻器 電壓跟隨器的電路形式 它屬于同相放大器。其 Ri??， Kf=1+Rf/(R+Ri)?1， U0=Ui，其優(yōu)點在于輸入阻抗高，輸出阻抗低，所以常用做隔離級，電路形式如圖 36。 Rf Oop Ui U0 R 圖 36 電壓跟隨器 二極管電調衰減器 用 PIN 二極管構成的電調衰減器在通用寬帶接收機中經常使用，控制線性度好，適用頻段寬，插損小，體積小，成本低，而且是完全阻抗線性衰減，不受 P－ 1dB 點的制約，因此可以用在接收機 RF 前端，提高接收機的抗堵塞能力和大信號接收能力。因此大多數控制電路都采樣 PIN 管 [16]。 PIN 電調衰減器的工作過程是：當小信號時，不希望有衰減，則 PIN應該處于完全導通狀態(tài)，這時候對信號的衰減是電調衰減器的最小衰減量，即電路的插損。一般 PIN 管電調衰減器的插損可以做的小于 2dB。當信號增大，在需要進行衰減的信號電平輸入時，將輸入設置為臨界值，輸入電壓與 PIN30 管的正極電壓差為 PIN 管的正向導通電壓，通常為 左右，寬帶微波巴倫 燕山大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 28 隨著信號的增大，同時增大輸入端的電壓，使 PIN 管的 導通程度線性 降低，即 PIN 管的正向電流線性減少， 對信 號的衰減器逐漸增加，輸出信號的電平因此基本保持恒定。 整機噪聲設計 通道增益、噪聲、動態(tài)以及通帶內的幅度波動、通道間的幅度及相位一致性是該寬帶接收機的設計