【導(dǎo)讀】點漂移等基本概念的理解并閱讀相關(guān)資料。電路以及正交相位補償網(wǎng)絡(luò)等單元電路的工作原理及特點。收機的關(guān)鍵技術(shù)、設(shè)計流程、達到的水平和應(yīng)用前景做了簡單介紹。的性能要求，同時實現(xiàn)了I&Q兩路基帶信號良好的幅相平衡特性。鍵技術(shù)的突破，為同類產(chǎn)品的系列化、小型化、高可靠打下了堅實的基礎(chǔ)。同時為同類大動態(tài)多通道接收機的設(shè)計開發(fā)提供了強有力的保障。很好的經(jīng)濟效益和社會效益。幅相平衡性和高穩(wěn)定性。

　　

【正文】 功率： 7177。 形式：連續(xù)波 (3)電調(diào)衰減器控制電壓 電壓范圍： 0～ 5V 控制動態(tài) ： ?30dB 控制方式： 5V 對應(yīng)最大衰減 (4)閉塞脈沖 形式： TTL 電平，輸入電流 ?5mA 控制方式：高電平閉塞，低電平或懸空狀態(tài)不閉塞 (5)帶通切換指令 形式： TTL 電平，輸入電流 ?5mA 控制方式：高電平或懸空狀態(tài)為寬帶 240MHz，低電平為窄帶80MHz 輸出 I、 Q 信號 (1)形式：零中頻信號 (2)輸出電壓范圍 (Vpp)： 177。 1V(50Ω 負(fù)載，對應(yīng) 90dBm輸入功率 ) (3)I/Q 兩路幅度不平衡： ? (4)I/Q 相位差： 90177。 3176。 (5)零漂： ?177。 10mV(最大放大量 ) (6)IQ 檢波帶寬： 200MHz、 60MHz(3dB 帶寬 ) 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計 (論文 ) 22 系統(tǒng)要求 (1)增益： ?110dB (2)噪聲系數(shù)： ? (3)帶內(nèi)相位失真： ?10? (4)具有 200MHz 和 60MHz 兩種可選擇的工作帶寬 (5)電源： ?12V (6)溫度： 55?C～ +85?C (7)接口：電源采用穿心電容，其它采用 SMA 使用環(huán)境要求及其它特殊要求 正交鑒相器模塊的 絕對最大額定值和推薦工作條件，存放和使用應(yīng)滿足該項要求。 絕對最大額定值如下： (1)電源電壓 (V)： ?18V、 +6V (2)調(diào)相控制電壓 (Vc)： ＋ 15V (3)存儲溫度 (Tstg)： － 55?C～＋ 100?C 推薦工作條件如下： (1)電源電壓 (V)： ?12V (2)調(diào)相控制電壓 (Vc)： ＋ 5V (3)工作溫度 (Top)： － 55?C～＋ 85?C 技術(shù)難點及關(guān)鍵電路設(shè)計 組件 中的關(guān)鍵電路很多，如低噪聲放大、衰減、開關(guān)、正交鑒相器電路等，在這里我們將重點放在正交鑒相器電路的研究。因為正交鑒相器電路是雷達系統(tǒng)的核心部件，其中的一些關(guān)鍵指標(biāo)如：輸出噪聲、零點漂移、Iamp。Q 輸出信號間的幅度和相位平衡性等直接影響雷達系統(tǒng)對跟蹤目標(biāo)的精確度以及對遠(yuǎn)程目標(biāo)的跟蹤能力等。所以整機系統(tǒng)對該類電路技術(shù)指標(biāo)的提高，加大了我們的研制難度。該電路的技術(shù)難點和關(guān)鍵技術(shù)主要體現(xiàn)在以下幾個方面： 零點漂移溫度補償電路的設(shè)計 零點漂移 (簡稱零漂 )，就是當(dāng)放大器電路的輸入端短路時，輸出端還有緩慢變化的電 壓產(chǎn)生，即輸出電壓偏離原來的起始點而上下漂動。在直第 3 章 L 波段接受機設(shè)計 23 接耦合多級放大電路中，當(dāng)?shù)谝患壏糯箅娐返?Q 點由于某種原因而稍有偏移時，第一級的輸出電壓將發(fā)生微小的變化，這種緩慢的微小變化就會逐級被放大，致使放大電路的輸出端產(chǎn)生較大的漂移電壓。當(dāng)漂移電壓的大小可以和有效信號電壓相比時，就無法分辨是有效信號電壓還是漂移電壓，嚴(yán)重時漂移電壓甚至把有效信號電壓淹沒了，使放大電路無法正常工作。為了表示由于溫度變化引起的漂移，常把溫度升高一度 (1176。C)時，輸出漂移電壓 ?Vo 按放大電路的總電壓增益 AV折合到輸入端的等效輸入漂移電壓?Vi(＝ ?Vo/Av?T)作為溫漂指標(biāo) [7]。 零點漂移對雷達系統(tǒng)的影響主要體現(xiàn)在兩個方面：其一，脈沖壓縮后的主副瓣上疊加一個較大的直流分量，在小信號的情況下有可能把有用信號淹沒而無法檢測，導(dǎo)致系統(tǒng)誤判；其二，自適應(yīng)旁瓣相消權(quán)值的估計和修正會由于零點漂移的存在而產(chǎn)生較大誤差，從而降低旁瓣相消的改善因子。因此，現(xiàn)代雷達系統(tǒng)對該項指標(biāo)要求很高，在寬溫工作范圍內(nèi) (55176。C～+85176。C)要求其零點漂移小于 2mv，通常情況下 ， 該類產(chǎn)品的零點溫漂在1070mv 左右，要達到 2mv 這一指標(biāo)非常困難。之前，國內(nèi)還沒有很好的解決方法，國外同類產(chǎn)品也很難達到這一水平。通過分析，我們認(rèn)為引入溫補電路是改善零點溫漂的有效途徑。我們的設(shè)計思想是這樣的：設(shè)法把鑒相器輸出信號中的零點漂移量取出來，然后通過溫補網(wǎng)絡(luò)反饋到放大器的同相輸入端，與放大器內(nèi)部的溫漂成分進行合成，從而使兩分量相互抵消或部分抵消，從而達到降低零點溫漂的目的 [13]。我們對鑒相器引入溫補電路的前后進行了詳細(xì)的測試比較，測試結(jié)果如下：引入溫補電路之前：零點溫漂 10mv，引入溫補電路后：零點溫漂 。 輸出信號 輸入信號 圖 32 零點漂移溫度補償 電路原理圖 由此可見，溫補電路的引入達到了降低鑒相器零點溫漂的目的。溫補電路如上圖 32。 放大器 電壓跟隨器 零點漂移 溫補電路 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計 (論文 ) 24 寬帶 Iamp。Q 解調(diào)器的設(shè)計 鑒相器的核心部分是 Iamp。Q 解調(diào)器，主要由四部分組成： 90?移相功分器、雙平衡混頻器、同相功率分配器和低通濾波器。其中， 90?移相功分器和雙平衡混頻器的設(shè)計至關(guān)重要。首先，鑒相器的幅相平衡性主要取決于90?移相功分器 。其次，鑒相器的動態(tài)范圍、 L0amp。RF 間的隔離、載波抑制等則受到混頻器的限制。實現(xiàn) 90?移相和功分的電路很多，如： Langer 耦合器、支線耦合器、寬邊帶耦合等等，在這里我們采 用了 Langer 耦合器的電路形式，運用集總參數(shù)的設(shè)計方法，通過理論計算和 CAD 輔助設(shè)計相結(jié)合，取得了較好的結(jié)果。而混頻器的性能主要靠以下兩個方面來保證： (1)研制寬帶巴倫，注重巴倫的平衡性設(shè)計； (2)選用對稱性好，結(jié)電容小，脈沖響應(yīng)快的環(huán)行二極管堆。下面采用時域分析法來分析一下 Iamp。Q 解調(diào)器的工作原理 [14]。 假設(shè)相參信號和射頻信號滿足如下關(guān)系： V1(t)= VcCOSWct， V2(t)= VmCOSWmt 則經(jīng) 90?移相、功分后加到混頻器 2 相應(yīng)輸入端口的信號電壓分別為： 混頻器 1： V3(t)=COSWctVc2 (31) V4(t)=COSWmtVm2 (32) 混頻器 2： V5(t)=)90(2 1????W ctC O S V C (33) V6(t)=)(2 2??WmtCOSVm (34) 經(jīng) 混頻和低通濾波器濾波后取出的視頻信號電壓分別為 (設(shè)其振幅為 A， ??=?1?2 且 WcWm)： V7(t)= ACOS(WcWm)t (35) V8(t)= ACOS[(WcWm)t+(90?+??)] (36) 從 (35)、 (36)式我們可以看出，影響 Iamp。Q 解調(diào)器幅相平衡性的因素很多，但最關(guān)鍵因素是 90?移相功分器。根據(jù)上述的時域分析，我們確定了如圖 33 所示的 Iamp。Q 解調(diào)器電原理圖。 第 3 章 L 波段接受機設(shè)計 25 該典型 Iamp。Q 解調(diào)器的主要參數(shù)測試結(jié)果如下： (1)RF 工作頻率： L 波段 (2)工作帶寬： 200MHz (3)變頻損耗： ? (4)輸出視頻帶寬： ?100MHz (5)相位不平衡性： ?177。 176。 (6)幅度不平衡性： ? (7)端口駐波： ?∶ 1 I 路基帶信號 900 3dB 功分器 V7 00 3dB 功分器 V1 Ｖ 3 V4 混頻器 1 V2 混頻器 2 R V5 V6 V8 Q 路基帶信號 圖 33 Iamp。Q 解調(diào)器電路原理框圖 90?功率分配器的設(shè)計 目前，隨著自適應(yīng)技術(shù)及數(shù)字信號處理技術(shù)的發(fā)展， 自適應(yīng)旁瓣相消技術(shù)已經(jīng)成為現(xiàn)代雷達抑制旁瓣惡意有源干擾、提高雷達在復(fù)雜電磁戰(zhàn)場環(huán)境生存能力的重要手段 [2]。雷達自適應(yīng)旁瓣相消性能的關(guān)鍵指標(biāo)為相消后的改善因子，而直接影響雷達系統(tǒng)改善因子的關(guān)鍵因素之一就是正交鑒相器各路之間的幅度一致性和相位一致性。例如：若希望動目標(biāo)處理系統(tǒng)的改善因子大于 40dB，則從理論上推算出 I、Q 通道的幅度不一致性必須小于 1%，相位正交誤差必須小于 1 度。因此，嚴(yán)格控制正交鑒相器的幅度平衡和正交誤差是該電路設(shè)計的一項關(guān)鍵技術(shù)[15]。 研究證明，幅度和相位一致性受如下因素的影響： (1)90?移相功分器的幅度和相位平衡性； (2)同相功分器的幅度和相位平衡性； (3)濾波器、混頻器、放大器各元器件間的幅度和相位一致性 ； (4)結(jié)構(gòu) 的 對稱 性 。 其中 濾波器 、 放大器 、混頻器的幅相一致性可以通過配對的方式來解決，而 90?移相、功分器的幅相平衡性實現(xiàn)起來要困難得多，它依賴于嚴(yán)密的電路設(shè)LPF1 LPF1 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計 (論文 ) 26 計、先進的基片制作工藝和電路裝配工藝。針對這些因素，我們開展了各種專題研究，同時在電路中引入了相位補償和相位微調(diào)網(wǎng)絡(luò)，幅度微調(diào)網(wǎng)絡(luò)等，它們的引入大大增加了相位和幅度調(diào)整的靈活性，進一步提高了電路的幅相平衡性，獲得了很好的效果 。 研究的主要目的是解決其輸出端間的幅相平衡性問題。在研制過程中我們選取了如圖 34 的電路形式。 其中： L=(Z0/W0){(1+?)(1?)}(1/2) C={1/(W0Z0)}{(1?)/(1+?)}1/2) 耦合度 =20log? ?=1W02LC1 (?：耦合系數(shù)； Z0：阻抗； W0：中心頻率 ) 上述公式可以計算出對應(yīng)工作頻率下的 L、 C、 C1 的值，通過精心設(shè)計和選材，獲得了較好的研制結(jié)果。 其設(shè)計指標(biāo)如下： (1)工作頻率： 60MHz?3MHz (2)插入損耗： ? (3)路間幅度不平衡： ? (4)路間相位不平衡： ??? (5)路間隔離度： ?25dB C1 L C1 C C C1 L C1 圖 34 90?功率分配器 雙平衡混頻器的設(shè)計 雙平衡混頻器是正交鑒相器電路中的又一關(guān)鍵單元電路 .它性能的優(yōu)劣直接影響鑒相器電路檢波靈敏度、載波抑制、以及 Iamp。Q 間的幅相平衡性等特性。通過對幾種電路形式的比較，我們選取了如圖 35 的電路形式。 其中的巴倫 B B2 是兩個 4∶ 1 的阻抗變換變壓器， 采用傳輸線結(jié)構(gòu)第 3 章 L 波段接受機設(shè)計 27 形式繞制，它的引入一方面實現(xiàn)了高低阻抗間的變換，同時也使電路的工作頻率得到了有效的展寬，并能實現(xiàn)輸出信號良好的幅相平衡性。 寬帶微波巴倫 L0 RF IF 圖 35 雙平衡混頻器 電壓跟隨器的電路形式 它屬于同相放大器。其 Ri??， Kf=1+Rf/(R+Ri)?1， U0=Ui，其優(yōu)點在于輸入阻抗高，輸出阻抗低，所以常用做隔離級，電路形式如圖 36。 Rf Oop Ui U0 R 圖 36 電壓跟隨器 二極管電調(diào)衰減器 用 PIN 二極管構(gòu)成的電調(diào)衰減器在通用寬帶接收機中經(jīng)常使用，控制線性度好，適用頻段寬，插損小，體積小，成本低，而且是完全阻抗線性衰減，不受 P－ 1dB 點的制約，因此可以用在接收機 RF 前端，提高接收機的抗堵塞能力和大信號接收能力。因此大多數(shù)控制電路都采樣 PIN 管 [16]。 PIN 電調(diào)衰減器的工作過程是：當(dāng)小信號時，不希望有衰減，則 PIN應(yīng)該處于完全導(dǎo)通狀態(tài)，這時候?qū)π盘柕乃p是電調(diào)衰減器的最小衰減量，即電路的插損。一般 PIN 管電調(diào)衰減器的插損可以做的小于 2dB。當(dāng)信號增大，在需要進行衰減的信號電平輸入時，將輸入設(shè)置為臨界值，輸入電壓與 PIN30 管的正極電壓差為 PIN 管的正向?qū)妷?，通常? 左右，寬帶微波巴倫 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計 (論文 ) 28 隨著信號的增大，同時增大輸入端的電壓，使 PIN 管的 導(dǎo)通程度線性 降低，即 PIN 管的正向電流線性減少， 對信 號的衰減器逐漸增加，輸出信號的電平因此基本保持恒定。 整機噪聲設(shè)計 通道增益、噪聲、動態(tài)以及通帶內(nèi)的幅度波動、通道間的幅度及相位一致性是該寬帶接收機的設(shè)計