【導(dǎo)讀】LDO線性穩(wěn)壓器以其低噪聲、高電源抑制比、微功耗和簡單的外圍電。路結(jié)構(gòu)等優(yōu)點而被廣泛應(yīng)用于各種直流穩(wěn)壓電路中。為適應(yīng)電源市場發(fā)展的需要，結(jié)合LDO系統(tǒng)自身特點，設(shè)計了一款低功耗、高穩(wěn)定性LDO線性穩(wěn)壓器。本文首先簡要介紹了LDO線性穩(wěn)壓器的工作原理與基本性能指標。種參數(shù)的折衷關(guān)系。從而確立最終的系統(tǒng)架構(gòu)。通過建立LDO電路的交流小信號模型，計算得到系統(tǒng)的。針對文中采用的兩級級聯(lián)誤差放大器直接驅(qū)動調(diào)整管柵極的拓撲結(jié)構(gòu)，引入。嵌套式密勒補償和動態(tài)零點補償兩種方法來保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性要求。理，并給出了LDO系統(tǒng)模塊與整體仿真的結(jié)果與分析。入電壓、溫度組合下進行前仿真驗證。uA，系統(tǒng)帶寬幾乎不隨負載變化，在輸出電流范圍內(nèi)能保證較好的穩(wěn)定性。

　　

【正文】 oa mp outg R g R ??，所以： 1,12 ()Fo u t o r e f r e f r e fFFRV V V VRR? ? ? ? ?? (330) 上式右邊可以分成兩部分，一部分是額定輸出電壓： 112Fout refFFRVVRR? ? (331) 另一部分為基準漂移引起的輸出電壓變化： 1,12 ()Fo ref refFFRVVRR? ? ? ?? (332) 聯(lián)合以上二式可得： 25 ,o ref refout refVV??? (333) 式 (333)表明，輸出電壓的變化直接受基準電壓精度的影響，如果基準電壓精度為 1%， 則穩(wěn)壓器的輸出電壓也會變化相應(yīng)的比例。因此在設(shè)計基準電壓模塊的時候，不但要考慮基準隨溫度的漂移，還要考慮基準隨工藝模型的變化。 此外，為了滿足 LDO穩(wěn)壓器低功耗設(shè)計的要求，基準模塊必須具有較小的靜態(tài)電流。國內(nèi)外學(xué)者對基準電路的低功耗設(shè)計研究得較多，比如： Filanovsky .等指出工作在亞閾值區(qū) MOSFET的柵源電壓滿足準指數(shù)關(guān)系，可以取代雙極晶體管進行低功耗參考源設(shè)計 [26]。 Ka Nang Leung等提出的利用 PMOS和 NMOS管的柵源壓差來設(shè)計基準電源 。 Carvalho Ferreira等提出的利用工作在弱反型區(qū)的 MOSFET設(shè)計出超低功耗的基準電源 [27]。根據(jù)他人的研究成果結(jié)合本電路的設(shè)計要求，決定采用一種耗盡管與增強管串聯(lián)產(chǎn)生基準電壓的電路結(jié)構(gòu)，具體的電路實現(xiàn)見第五章。 總之，設(shè)計出的基準電壓源模塊不僅應(yīng)該具有低功耗、高電源 抑制比的特性，而且為了滿足 LDO輸出電壓的高精度，基準電壓應(yīng)該對溫度和工藝模型的敏感度較小。 本章小結(jié) outVLC1mgrefV 2FR1FR LR2mgfbV ccV3mg保 護 電 路基 準 與 偏置 電 路 圖 35 LDO 系統(tǒng)架構(gòu)圖 26 經(jīng)過上述章節(jié)的討論，本文設(shè)計的低功耗高穩(wěn)定性 LDO穩(wěn)壓器的最終結(jié)構(gòu)如圖35示：采用 PMOS結(jié)構(gòu)作為調(diào)整元件，誤差放大器為簡單的二級級聯(lián)運放，其輸出端不采用緩沖級結(jié)構(gòu)。針對調(diào)整管柵極可能出現(xiàn)的中低頻極點導(dǎo)致 LDO系統(tǒng) UGF較小，穩(wěn)定性較差的特點，將在第四章提出新型的補償方法從而保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。其它模塊的具體電路實現(xiàn)將在第五章中給出。 27 4 LDO 穩(wěn)定性研究 與補償方式的確定 本章首先介紹測試負反饋環(huán)路增益 的相關(guān)理論 ， 對 LDO線性穩(wěn)壓器進行交流小信號建模，推導(dǎo)出系統(tǒng)的開環(huán)增益與零極點 位置分布，指出傳統(tǒng)的采用輸出電容和等效串聯(lián)電阻補償方案的缺陷。隨后引入了嵌套式密勒補償和動態(tài)零點補償方法來保證兩級級聯(lián)誤差放大器直接驅(qū)動調(diào)整管柵極拓撲結(jié)構(gòu)的系統(tǒng)穩(wěn)定性。并對嵌套式密勒補償中調(diào)零電阻可能存在的位置進行分析，確定了最合適的補償結(jié)構(gòu)從而有效地消除了右半平面零點對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。 最后給出這兩種補償方法應(yīng)用于 LDO的仿真并對數(shù)據(jù)結(jié)果進行分析。 LDO 環(huán)路增益的建模 V i n ( s )H ( s )G ( s )V o u t ( s ) 圖 41 負反饋系統(tǒng)框圖 圖 41示為一般負反饋系統(tǒng)框圖，其中 H(s)、 G(s)分別為前饋網(wǎng)絡(luò)和反饋網(wǎng)絡(luò)，Vin(s)、 Vout(s)分別為系統(tǒng)的輸入輸出信號。為了計算系統(tǒng)的傳輸函數(shù)，應(yīng)該在環(huán)路中斷開任意一點， 將反饋系統(tǒng)正向通道的那一端設(shè)置為交流小信號輸入激勵源，并在相應(yīng)的另一端得到信號輸出。 理 想 的 開 環(huán) 點不 推 薦 的 開 環(huán) 點 圖 42 開環(huán)斷點的選擇 斷開負反饋環(huán)路時可以嘗試著在某一高阻點處斷開，因為高阻抗點對低頻段的零極點不會產(chǎn)生什么影響。比如，圖 42示從 MOS管的柵極處斷開反饋環(huán)路是一個較 28 好的選擇；而在 MOS管源極處斷開環(huán)路來計算傳輸 函數(shù)則不是很理想。 H ( s )G ( s )V o u t ( s )V x ( s )V y ( s ) 圖 43 開環(huán)小信號等效模型 如果不考慮直流工作的變化，那么環(huán)路傳輸函數(shù)為 )()()( )()( sGsHsV sVsA xyV ?? (41) 實際上，如果對直流工作點不加考慮，工作狀態(tài)不對或是無法正確模擬環(huán)路的工作狀態(tài)，那么開環(huán)的環(huán)路小信號分析結(jié)果肯定是不對的。因此，從某種意義上來 V x ( s )V o u t ( s )H ( s )G ( s )V y ( s )V x ( s )V o u t ( s )H ( s )G ( s )V y ( s )??R 1)( ?? jwcRjw lR ? 0?R直 流直 流交 流交 流 圖 44 傳輸函數(shù)的近似模型分析 說，所謂斷開環(huán)路僅 僅是斷開交流小信號環(huán)路，而環(huán)路的直流信號環(huán)路仍然閉合，并且應(yīng)該得到正確的偏置。利用電感的隔交流特性和電容的隔直流特性可以獲得交流開路、直流閉合的效果。將 L、 C設(shè)置趨向于無窮大時，就可以忽略電感、電容本身阻抗對回路的影響。也可以采用電阻來等效，用交流阻值極小而直流阻值極大的電阻模型代替電容來隔直流，用交流阻值極大而直流阻值極小的電阻代替 29 電感來隔交流，見圖 44。 誤差放大器 AMP 與調(diào)整管 PMOS 構(gòu)成前饋通路，比例電阻則構(gòu)成了反饋網(wǎng)絡(luò)。將電路中各元器件設(shè)置為正確的直流偏置狀態(tài)，并在誤差放大器的正相端輸入交流信號 Vx(s)，它通過放大器與共源結(jié)構(gòu)的調(diào)整管共同放大后輸出交流信號Vy(s)，見圖 45。系統(tǒng)的傳輸函數(shù)為： 11212()( ) ( ) ( ) ( ) ( )()y FV V Vx F FVs RA s H s G s A s A sV s R R? ? ? ? (42) 其中 Av1(s)、 Av2(s)分別是誤差放大器、調(diào)整管的交流增益， RF RF2 則是反饋比例電阻。 V r e fP M O SA M PV x ( s )V y ( s )V c c1FR 2FR 圖 45 LDO 環(huán)路增益測試的示意圖 傳統(tǒng) ESR 電阻補償 傳統(tǒng) ESR 電阻補償原理 傳統(tǒng)的 LDO補償方式是在輸出電壓端外接大電容 CL與等效串聯(lián)電阻 Resr，利用 CL與 Resr產(chǎn)生零點補償電路中的第一非主極點， CL與輸出端等效負載則構(gòu)成系統(tǒng)的主極點。通過優(yōu)化電路結(jié)構(gòu)與合理的設(shè)計，使得電路的單位增益頻率 UGF(unit gain frequency)內(nèi)只有主極點存在，第一非主極點與零點相互補償，其它非主極點均設(shè)計在 UGF外，從而保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性 [28]。 30 outVLC1mgrefV 2FR 1F LR2mg1oR1C esrRfb inV 3mgoR2C 圖 46 ESR 電阻補償原理圖 圖 46為利用 ESR(equivalent series resistance)電阻進行補償?shù)碾娐吩韴D，其小信號等效模型如圖 47所示。 1m ingV 1oR1V 1CinV in 2V 2C21mgVoR 32mgV esrR LC//oLrR 2FR 1FRfbVoutV圖 47 ESR 電阻補償小信號模型 根據(jù)基爾霍夫電流規(guī)則分別在 V V Vout三點處列出 KCL方程： 11 1 11()( ) ( ) 0m inoVsg V s V s C sR? ? ? (43) 22 1 2 22()( ) ( ) 0moVsg V s V s C sR? ? ? (44) 3212( ) ( ) ( )( ) 01//out out outm o L F Fe s rLV s V s V sg V sr R R RR sC? ? ? ??? (45) 又因為： 112( ) ( ) ( )Ffb o u t o u tFFRV s V s V sRR ???? (46) 由以上四個方程，消除 V1(s)、 V2(s)、 Vout(s)得到 Vfb(s)與 Vin(s)的比值，即為電路 31 的環(huán)路增益： 1 2 3 1 0 21 1 2 2() ( 1 )( ) ( 1 ) ( 1 ) ( 1 )fb m m m o o u t L e s rV in o o o u t LVs g g g R R R S C RA V s R s C R s C R S C? ?? ? ? ? ? ? (47) 其中 ： gm gm2， Ro Ro2， C C2分 為誤差放大器 的第一、二級 跨 導(dǎo)、 輸出阻抗 、寄生電容， gm3為調(diào)整管跨導(dǎo)， RF RF2為反饋比例電阻， ro和 RL分別調(diào)整管導(dǎo)通電阻與負載電阻。 從 (47)式可以看出，系統(tǒng)存在三個極點和一個零點，分別是： 0 12 out LP RC?? (48) 1 2212 oP RC?? (49) 2 1112 oP RC?? (410) LesrCRZ ?210 ? (411) 第一個極點 P0來自于等效輸出電阻 Rout和輸出電容 CL。由于輸出電容很大，因此在輸出端形成了系統(tǒng)的低頻主極點 [29~30]。如果調(diào)整管的輸出電阻 ro遠小于負載電阻 RL和反饋比例電阻 RF RF2，則 (48)式可以化簡為 0 112 2 2 outo u t L o L LIP R C r C C?? ? ?? ? ? (412) 從上式可以看出主極點 P0的位置并不是固定不變的，而是隨輸出電流的變化左右移動。值得指出的是，如果輸出電流很小，就有可能造成 P0高于 P1，使 P1變成系統(tǒng)的主極點。 第二個極點 P1來自于誤差放大器第二級輸出阻抗 Ro2和 PMOS調(diào)整管柵極等效電容 C2。較大的調(diào)整管尺寸，使得該管柵極寄生電容也較大，所以該處形成了系統(tǒng)的第一非主極點。 第三個極點 P2來自誤差放大器內(nèi)部第一級輸出阻抗 Ro1和第一級輸出的等效電 32 容 C1。由于誤差放大器的第一級輸出等效電容很小，因此 P2是一個高頻極點，設(shè)計時應(yīng)該將此極點安放在 UFG之外。 零點 Z0則來自于輸出電容的等效串聯(lián)電阻 Resr和輸出電容 CL，一般應(yīng)設(shè)計 使 得Z0與系統(tǒng)的第一非主極點 P1近似相等，從而讓兩者相抵消達到頻率補償?shù)哪康摹? 傳統(tǒng) ESR 電阻補償方法的缺陷 由式 (412)得知輸出端的主極點正比 于 輸出電流。假設(shè) ESR電阻產(chǎn)生的零點能夠完全補償?shù)粽`差放大器內(nèi)部的高頻極點，那么在 UFG內(nèi)只剩下主極點 P0。很顯然當輸出電流較小時， P0點頻率也較低，從而造成了電路的帶寬隨之也減小，見圖48。因此， ESR補償方法的缺陷之一就是電路的帶寬隨輸出電流的變化而變化，較小的帶寬會嚴重影響系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)性能與 PSRR指標。 理 想 的 帶 寬增益 (dB)頻 率 （ H z ）變 化 的 主 極 點0PoutI減 小 的 方 向 圖 48 主極點和帶寬隨輸出電流變化的示意圖 ESR電阻 補償方法的第二個缺陷就是選用的輸出電容值與 ESR電阻阻 值都有一定的范圍限制，而且 ESR電阻的阻值隨環(huán)境溫度變化較大，也 給系統(tǒng) 帶來了 補償 不精確 的問題 [31~32]。 當輸出電容 CL和等效串聯(lián)電阻 Resr都比較大時，零點補償頻率會很靠前，接近第 一非主 極點甚至是主極點 。 這時增益仍 將 以十倍頻程 20dB的速率下降， 系統(tǒng) 帶寬因此被展寬，導(dǎo)致誤差放大器內(nèi)部的寄生極點也被包含在 UGF內(nèi) 。 其結(jié)果是 UGF內(nèi)存在三個極點 和 一個零點，由此導(dǎo)致的系統(tǒng)不穩(wěn)定稱為過補償 ，見圖 49(b)。 當輸出電容 CL和等效串聯(lián)電阻 Resr都比較小時，零點 Z0的補償頻率過高，超出了單位增益頻率 (UGF)的范圍，其結(jié)果是單位增益頻率內(nèi)只存在兩個極點，沒有了 33 零點，由此造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定稱為欠補償 ，見圖 49(c)。 Gain [dB]POZE S RPaPbPhase [176。]L O G s c a l eAV 0 9 01 8 0P h a s e M a r g i n 6 0176。S t a