【導(dǎo)讀】根據(jù)輸出波形可分為方波逆變器和正弦波逆變器，目前多數(shù)負(fù)載要求輸入為正弦波，因。此正弦波逆變器得到了越來越多的研究和關(guān)注。對(duì)正弦波逆變器來說最重要的是控制電路，率開關(guān)管的開通與關(guān)斷，從而完成直流到交流正弦波的逆變過程。橋變換電路得到220V／50Hz交流電。升壓控制電路由PWM控制芯片SG3525與其外圍電。路組成，根據(jù)電路特點(diǎn)使直流輸出高壓不穩(wěn)壓而只有后級(jí)輸出穩(wěn)壓，從而簡(jiǎn)化了濾波電路；倍，這樣對(duì)調(diào)制電路的要求相對(duì)較低，且輸出濾波電路更容易設(shè)計(jì)。硬件實(shí)現(xiàn)SPWM控制的電路結(jié)構(gòu)。設(shè)計(jì)的可行性，達(dá)到了減小電源體積和成本的預(yù)期目標(biāo)。1．2．2逆變器的發(fā)展趨勢(shì)..

　　

【正文】 壓，可以按照半個(gè)周期內(nèi)電感紋波電流最大的一點(diǎn)來計(jì)算所需的電感值來設(shè)計(jì) 電感，在整個(gè)周期內(nèi)這個(gè)電感都能滿足電路正常工作的要求 。 首先確定幾個(gè)物理量參數(shù)： 1． DCU ： H 橋母線電壓，也是前級(jí)升壓電路的輸出電壓，變化范圍為330V~430V； 2． oU ：輸出電壓，半周期內(nèi)在 0~311V 變化，有效值為 220V； 3． D ： SPWM 波形的占空比，按照正弦規(guī)律變化； 4． f ： SPWM 波形的頻率，本文中該頻率為 20kHz； 5． oI ：額定輸出電流，本文中該電流為 2． 3A ，電感峰值電流為 oI =3． 2A ； 6． dI ：輸出電流斜坡峰值； 7． onT ：開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間，按照正弦規(guī)律不斷變化； 8． L ：濾波電路中的電感值； 9． C ：濾波電路中的電容值： ：負(fù)載電阻值。 3． 4． 2 功率開關(guān)管的選擇 與前級(jí)推挽升壓電路一樣，功率開關(guān)管的 選擇由最大開關(guān)管端電壓和工作電流決定，開關(guān)管承受的端電壓為高壓直流電壓約 370V，平均工作電流 2． 7A，常用的逆變功率開關(guān)管 IRFP460 最大端電壓 500V，平均工作電流 20A，滿足電路正常工作需要。 27 3． 5 保護(hù)電路設(shè)計(jì) 保護(hù)電路對(duì)于逆變器是至關(guān)重要的，尤其是過流和短路保護(hù)電路，如果沒有保護(hù)，很可能導(dǎo)致功率管損壞甚至燒毀整個(gè)電路。圖 3． 6 所示為該電路的過流、短路以及欠壓保護(hù)電路 。 圖 3． 6 欠壓、過流及短路保護(hù)設(shè)計(jì) 實(shí)際上，過流保護(hù)和短路保護(hù)的性質(zhì)是一樣的，只是從電路過流或者短路的那個(gè)時(shí)刻開始到電路停止工作時(shí)止所用的時(shí)間不一樣。當(dāng)電路輸出功率大于額定功率一定值時(shí)一般能維持幾秒鐘，而短路時(shí)電路須在極短的時(shí)間內(nèi)停止工作。 IC3 同相輸入端通過對(duì) 5V電源分壓設(shè)置一個(gè)參考電壓 aU ，反相輸入端通過對(duì)直流電 池分壓得到一個(gè)分壓信號(hào) bU ，正常情況下， aU ＜ bU ， IC3 輸出低電平，當(dāng)電池電壓過低導(dǎo)致 aU ＞ bU 時(shí)， IC3 輸出高電平作為開關(guān)管關(guān)斷信號(hào)，從而保護(hù)電池不受損壞。 IC1 同相輸入端電位是直流高壓地線上的電流采樣電阻上的電壓大小，反相輸入端電位由 5V 電源通過 4R 、 5R 、 6R 和 7R 分壓決定，當(dāng)同相輸入端電壓大于反相輸入端時(shí)，通過電容 1C 的延時(shí)后使 IC1 輸出高電平，此時(shí) IC3 輸出高電平，控制關(guān)斷功率開關(guān)管，從而完成過流保護(hù)任務(wù)。 IC2 與 ICI 的功能相同，只是延時(shí)更短，完成短路保護(hù)任務(wù)。 3． 6 本章小結(jié) 本章從電源變換功率轉(zhuǎn)換技術(shù)中的 PWM 硬開關(guān)變換技術(shù)出發(fā)，通過分析兩級(jí)主電路的特點(diǎn)及工作狀態(tài)， 選擇了 DCDC推挽升壓電路和 DCAC 全橋逆變電路，設(shè)計(jì)了主要的保護(hù)電路。重點(diǎn)在于 DCDC 升壓電路的主變壓器設(shè)計(jì)和濾波電路設(shè)計(jì)以及 DC— AC 輸出濾波電路設(shè)計(jì)，使主電路穩(wěn)定輸出的前提下電路結(jié)構(gòu) 盡量簡(jiǎn) 28 單， 體積盡量小。 4 控制電路原理及設(shè)計(jì) 4． 1 PWM 控制簡(jiǎn)介 前級(jí)推挽升壓電路的工作狀態(tài)由控制電路決定，控制電路對(duì)主電路中的采樣電壓或電流作為控制回路的輸入，經(jīng)過一系列比較運(yùn)算輸出占空比變化的脈沖波形控制主電路的功率器件使主電路工作在預(yù)期的狀態(tài)下。目前，控制回路多采用PWM(脈沖寬度調(diào)制器 )控制，根 據(jù)采樣類型的不同， PWM 控制器分為電 壓型控制器和電流型控制器 。 4． 1． 1 電壓型 PWM 控制 電壓型 PWM 控制模式中，通過采樣電阻對(duì) 輸出電壓 oU 的采樣與基準(zhǔn)電壓 refU比較產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào) eaU ，這個(gè)誤差信號(hào)放大后與三角波振蕩電路作比較，使脈沖電壓 wmU 寬度改變，從而改變功率開關(guān)器件的導(dǎo)通時(shí)間，最終穩(wěn)定輸出。 如下圖 所示： 圖 3． 7電壓型 PWM 控制 電壓型 PWM 控制模式有以下優(yōu)點(diǎn)： 1．振蕩電路產(chǎn)生的三角波幅值較大，抗噪聲性能好； 2．驅(qū)動(dòng)信號(hào) wmU 的占空比調(diào)節(jié)沒有限制； 3．反饋環(huán)節(jié)只有電壓反饋，設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，調(diào)試也容易； 4．通常采樣 電壓來自輸出端，對(duì)輸出電壓和負(fù)載的變化響應(yīng)特性都比較好。 5．在多路輸出電路中，如果每路都有 P 刪采樣，那么各輸出之間的影響將會(huì)非常小。 電壓型 PWM 控制模式也有其缺點(diǎn)：當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，由于主電路中有較大的濾波電感和電容，它們產(chǎn)生移相延時(shí)使輸出電壓不能及時(shí)響應(yīng)；輸出電壓的變化要經(jīng)過控制回路中誤差放大器和比較電路的延時(shí)才能響應(yīng)到主電路，也就是電壓型 PWM 控制模式響應(yīng)速度較慢。 29 4． 1． 2 電流型 PWM 控制 電流型 PWM 控制分為峰值電流控制和平均電流控制。 峰值電流控制模式的 優(yōu)點(diǎn) 為 ： (1)對(duì)輸入電壓 變化和負(fù)載變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快； (2)電路較為簡(jiǎn)單，便于設(shè)計(jì)及調(diào)試； 平均電流控制模式的優(yōu)點(diǎn)： (1)比峰值電流控制模式少一個(gè)斜坡補(bǔ)償電路，其斜坡補(bǔ)償由 beU 的下斜坡與振蕩三角波的上斜坡比較來完成； (2) beU 的上斜坡不超過三角波的上斜坡，電路抗干擾能力強(qiáng)； (3)適用于各種形式對(duì)輸入或輸出電流控制的開關(guān)電路 。 但是電流型 PWM 控制模式電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，電流誤差放大器和比較器的增益和帶寬等參數(shù)都需要認(rèn)真選取，以確保輸 出電流或輸出電壓變化較大時(shí)不會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩。 4． 2 DCDC 升壓控制電路設(shè)計(jì) 本文設(shè)計(jì)的推挽升壓電路，由于電路結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單，為了使控制電路也盡量簡(jiǎn)單，提高電路的可靠性，采用電壓型 PWM 控制方式。 目前國(guó)內(nèi)外有很多集成化的 PWM 控制器，這些控制器通過外接少量元件即可完成開關(guān)電源的控制電路，常用的電壓型控制芯片有 TL49 SG3525 等，常用的電流型芯片有 UC3846。本文選用的電壓型控制芯片為 SG3525，該芯片各引腳定義及功能如圖 3． 8 所示。 圖 3． 8 SG3525 內(nèi)部框圖及引腳定義 30 該芯片 15 腳 CCV 為芯片供電電壓 (8~35V)； 1 腳和 2 腳分別為誤差放大器的反相輸入端和同相輸入端； 9 腳與 l 腳通過電阻和電容構(gòu)成 PI 調(diào)節(jié)器補(bǔ)償系統(tǒng)的輻頻、相頻響應(yīng)特性； 5腳與 6腳為振蕩電路設(shè)置，通過外接振蕩 電阻和電容設(shè)置振蕩頻率，在 5 腳和 7 腳之間連接一個(gè)電阻來設(shè)置死區(qū)時(shí)間； 8腳為軟啟動(dòng)端； 10 腳為關(guān)斷端，通常接過流檢測(cè)信號(hào)，當(dāng) 10 腳為高電平時(shí)輸出關(guān)斷： 16腳為內(nèi)部基準(zhǔn)電壓： 12 腳接地； 11 腳和 14 腳為 PWM 脈沖輸出端；此外 3腳為同步端， 4 腳為振蕩輸出端。 輸出 PWM 脈沖頻率由振蕩電路中 TR 、 TC 和死區(qū)時(shí)間設(shè)置電阻 DR 共同決定，振蕩頻率 Tf 滿足 Tf =TDT CRR )(1? (3． 17) 由于通常情況下礙 DT RR ? ，振蕩頻率可簡(jiǎn)化為 Tf =1 死區(qū)由 DT = DR TC 決定 合理的選擇 TC 、 TR 和 DR 的值就可以設(shè)置不同的振蕩頻率和死區(qū)時(shí)間以滿足電路要求。對(duì)于本文設(shè)計(jì)的電路振蕩頻率為 30kHz，則 TTCR = 53 1 ????? 取 TC = F? 那么 TR ??k5 ， 取標(biāo)值 ? 。 本文主電路要求死區(qū)時(shí)間盡量小，以使輸出濾波電感的尺寸盡量小，一般取幾歐姆即可。 PWM 控制電路圖如圖 3． 9所示。 圖 3． 9 SG3525構(gòu)成的 PWM 控制電路圖 31 4． 3 DCAC 逆變控制電路設(shè)計(jì) 4． 3． 1 SPWM正弦波脈寬調(diào)制技術(shù)原理 正弦脈寬調(diào)制技術(shù) (SPWM， Sinusoida PWM)是以脈寬調(diào)制技術(shù) (PWM)為基礎(chǔ)的一種調(diào)制方式，只不過是以正弦波為調(diào)制波，輸出的控制脈沖寬度以正弦函數(shù)規(guī)律變化，它采用了控制理論的一個(gè)重要結(jié)論；即：面積 (沖量 )相等而形狀 不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，產(chǎn)生的效果基本相同 ；如圖 3． 10 所示。 圖 3． 10 SPWM 調(diào)制原理 將半個(gè)周期的正弦波等分為 N份脈沖，每份脈沖的寬度相同而幅值不同，且脈沖的頂部為正弦曲線的一段，也就是每個(gè)脈沖的的幅值按正弦規(guī)律變化 ,根據(jù)相等的沖量產(chǎn)生相同的效果原理，可以把這些按正弦規(guī)律變化的脈沖等效成幅值相同但寬度不同的脈沖，轉(zhuǎn)換前后的脈沖中點(diǎn)是重合的，這樣就得到一組 PWM波形，這種 PWM 波形與半 個(gè)周期的正弦波等效，可以用相同的方法得到另外半個(gè)周期的 PWM波形。這樣的脈沖寬度隨正弦規(guī)律變化的 PWM 波形就是 SPWM 波形。 4． 3． 2 SPWM調(diào)制法的分類 SPWM 正弦脈寬調(diào)制法是以正弦波為調(diào)制波、以三角波或者鋸齒波為載波的一種調(diào)制法，這項(xiàng)技術(shù)原理簡(jiǎn)單、通用性強(qiáng)、控制和調(diào)節(jié)性能好，具有消除諧波、調(diào)節(jié)和穩(wěn)定輸出電壓的多種作用，是一種很好的波形改善方法，對(duì)中小型逆變器的發(fā)展有著重要作用。 SPWM 正弦脈寬調(diào)制法分為二階和三階調(diào)制。這里所說的“階 指的是逆變 器SPWM 輸出脈沖在一個(gè)周期內(nèi)的電壓電平數(shù)， 二階 SPWM 波只包含正、負(fù)兩種電平，而三階 SPWM 波包含正、負(fù)、零三種電平。三階 SPWM 波比二階 SPWM 波具有更好的消除諧波的特性。 1．單相二階 SPWM調(diào)制法 二階 SPWM調(diào)制法中載波為全波三角波 cu ，調(diào)制波為正弦波 su ，用三角波與正弦波相比較。對(duì)于圖 3． 11 中的全橋逆變電路，正弦波大于三角波的時(shí)間內(nèi)開 32 關(guān)管 1Q 、 4Q 導(dǎo)通，產(chǎn)生二階 SPWM正脈沖波形，正弦波小于三角波的時(shí)間內(nèi)開關(guān)管 2Q 、 3Q 導(dǎo)通，產(chǎn)生二階 SPWM 負(fù)脈沖波形，負(fù)載上的電壓波形如圖 3． 12 所示，只有 +E、 E 兩種電平，開關(guān)頻率與載波頻率相同，所以稱這種調(diào)制方式為二階SPWM 調(diào)制法。 圖 3． 11全橋式逆變電路圖 圖 3． 12 二階 SPWM 調(diào)制原理圖 調(diào)制度 M 定義為調(diào)制波的幅值 SU 與載波的幅值 CU 之比，即 M =CSUU 載波 N 定義為載波的頻率 sf 與調(diào)制波的頻率 cf 之比，即 N =scff 對(duì)載波為全波三角波的單相二階 SPWM 逆變器輸出電壓諧波 分析已有文獻(xiàn)作 出，其諧波含量包括：基波、載波、載波的 m次諧波和載波及載波 m次諧波的上下邊頻諧波?；ǖ姆蹬c調(diào)制度 M 成正比，通過調(diào)節(jié)正弦調(diào)制波的幅度就可以調(diào)節(jié)輸出電壓。此外輸出電壓的頻譜分布與載波比 N 也有關(guān)，載波比 N 越大，諧波頻率越高，濾波越容易。 2．單相三階 SP 刪調(diào)制法 三階 SPWM 調(diào)制法中調(diào)制波為正弦波，載波為半波三角波 (與全波三角波全波整流后的波形相同 )，對(duì)于全橋 逆變電路，在正弦波的正半周大于三角波的時(shí)間內(nèi)開關(guān)管導(dǎo)通，小于三角波的時(shí)間內(nèi)關(guān)斷，得到正半周 SPWM 脈沖；在正弦波的負(fù)半周小于三角波的時(shí)間內(nèi)開關(guān)管導(dǎo)通，大于三角波的時(shí)間內(nèi)關(guān)斷，得到負(fù)半周的 SPWM 脈沖，完整的三階 SPWM 波形為輸出 1u 的波形，如圖 3． 13 所示。 33 圖 3． 13 三階 SPWM 調(diào)制原理圖 三階 SPWM 波形比二階 SPWM 波形的諧波含量要小得多。當(dāng)三階 SPWM 波載波比為二階 SPWM 波載波比的二倍時(shí)，二階 SPWM 波頻譜中部分諧波在三階 SPWM 波頻譜中為零，這說明三階 SPWM 波具有更好的消除諧波的作用。 3．三階 SPWM 波的一種實(shí)現(xiàn)方法 用兩個(gè)相位相反且幅值相同的正弦調(diào)制波與同一組全波三角載波作比較，得到兩個(gè)二階 SPWM 波，這兩個(gè)二階 SPWM 波相減之后得到的波形就是三階 SPWM波。同樣，用兩組相位相反幅值相同 的三角波與同一個(gè)正弦調(diào)制波作比較得到兩個(gè)二階 SPWM 波，它們相減也可以得到三階 SPWM 波，如圖 3． 14 所示。 圖 由 2 組二階 SPWM 實(shí)現(xiàn)的三階 SPWM 原理 由上圖可見，三階 SPWM 波的脈沖數(shù)是二階的 2倍，其效果與全波三角波經(jīng)過 34 整流后的波 形與正弦波比較的 SPWM 波形一樣， 2個(gè)二階 SPWM 波中的載波、載波的奇次諧波以及他們的上下頻譜波都被消除掉了。三階 SPWM 波可用逆變器主電路 2 個(gè)橋臂產(chǎn)生，也可以用控制信號(hào)得到。 我是用的逆變器主電路 2個(gè)橋臂相位參差得到 3階 SPWM 波。 4． 3． 3 SPWM波產(chǎn)生方法 SPWM 波產(chǎn)生的方法可以分為硬件調(diào)制法和軟件生成法。硬件調(diào)制法通常用放大器、比較器及數(shù)字電路的組合來實(shí)現(xiàn)，或者用 PWM 專用芯片、放大器、比較器及數(shù)字電路組合完成，這種硬件調(diào)制法的特點(diǎn)是控制線路簡(jiǎn)單，易于調(diào)試，但需要解決溫度漂移產(chǎn)生的影響；軟件 生成法主要使用單片機(jī)或 DSP(數(shù)字信號(hào)處理器 )及其外圍電路，這種調(diào)制法結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但是沒有硬件模擬電路響應(yīng)速度快，且數(shù)字信號(hào)處理器成本相對(duì)較高?？傊?，它們的電氣性能和成本不同，各有自己的優(yōu)勢(shì)和不足之處。本文采用分立電路，使用放大器、 555 定時(shí)器、比較器和門電路設(shè)計(jì)完成了 SPWM 控制電路，該電路具有以下特點(diǎn)： ①． 單電源供電，實(shí)際使用放大器完成虛擬雙電源電路； ②． 采用 555 定時(shí)器控制恒流源電路對(duì)電容充放電產(chǎn)