【導(dǎo)讀】具有了十分重要的現(xiàn)實(shí)意義。如何可靠地、高質(zhì)量地向電網(wǎng)輸送功率是一個(gè)。為了研究的一個(gè)熱點(diǎn)。系統(tǒng)的工作原理，推導(dǎo)了控制方程。內(nèi)環(huán)通過(guò)控制LCL濾波中的電容電流，大功率并網(wǎng)逆變器的開(kāi)關(guān)頻率相對(duì)較低，相對(duì)。出電流諧波小，濾波器體積小的優(yōu)點(diǎn)，在此基礎(chǔ)上本系統(tǒng)設(shè)計(jì)了LCL濾波器。網(wǎng)電流，并對(duì)突加擾動(dòng)情況下系統(tǒng)動(dòng)態(tài)變化進(jìn)行了分析。MATLAB仿真軟件進(jìn)行驗(yàn)證理論的可行性,實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)為1的并網(wǎng)要求。

　　

【正文】 。 其 根軌跡如圖 215 所示： 圖 215 電流 ci 與 2i 雙閉環(huán)控制的根軌跡 (223) 第 2章單相逆變器總體設(shè)計(jì) 25 其中電流內(nèi)環(huán)的目的是消除輸出電流中開(kāi)關(guān)頻率諧波分量電流，同時(shí)增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定性而無(wú)需考慮控制精度，為了便于 系統(tǒng)穩(wěn)定性分析，調(diào)節(jié)器()cGs， ()iGs選擇比例調(diào)節(jié)器，系統(tǒng)根軌跡如圖 215 所示，選擇合適的調(diào)節(jié)器 ()cGs和 ()iGs可以使系統(tǒng)的根軌跡在復(fù)平面的左平面確保系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。 本章小結(jié) 本文設(shè)計(jì)了單相逆變器并網(wǎng)主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，對(duì)主電路中主要的參數(shù)進(jìn)行了計(jì)算，分析了逆變器 SPWM 的幾種調(diào)制方式，選取了單極性倍頻調(diào)制，然后 對(duì)并網(wǎng)控制方法進(jìn)行分析，使用了電流雙閉環(huán)控制策略，并對(duì)整個(gè)系統(tǒng)做了根軌跡分析。 26 第 3 章 系統(tǒng)仿真及結(jié)果分 析 單相逆變器開(kāi)環(huán)仿真 單相逆變器開(kāi)環(huán)運(yùn)行（獨(dú)立工作）時(shí)的仿真模型如圖 31 所示 圖 31 單相逆變器開(kāi)環(huán)運(yùn)行時(shí)的仿真模型 逆變器側(cè)電感電流 1Li 和負(fù)載側(cè)電感電流 2Li 波形如圖 32 所示 圖 32 電感電流 1Li 和負(fù)載側(cè)電感電流 2Li 仿真波形 從圖 32 所示仿真 波形 可以看出， 主電路的工作過(guò)程正常并且 通過(guò)濾波器濾波的電流諧波含量顯著減小， LCL 濾波器的效果很好。 第 3章系統(tǒng)仿真及結(jié)果分析 27 單相逆變器并網(wǎng)單閉環(huán)仿真分析 單相逆變器并網(wǎng)單閉環(huán)仿真模型如圖 33 圖 33 單電流閉環(huán)仿真原理圖 系統(tǒng)采用 進(jìn)行仿真，在仿真中輸入電壓 400V，電網(wǎng)電壓有效值 220V，電網(wǎng)電壓頻率 50HZ，給定電流峰值 。 為了方便比較并網(wǎng)電流與并網(wǎng)電壓，現(xiàn)將并網(wǎng)電流的幅 值放大 15 倍。 圖 34 為電網(wǎng)電 壓與并網(wǎng)電流 放大 15 倍 的仿真波形圖 圖 34 電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流波形圖 28 基于雙電流環(huán)的單相逆變器并網(wǎng)仿真分析 單相逆變器并網(wǎng)采用雙電流閉環(huán)控制策略的仿真模型如圖 35 所示 圖 35 雙電流閉環(huán)仿真原理圖 其中控制部分的 PI 參數(shù)選取為 13pk ? ， 350ik ? ， ? 得到并網(wǎng)電流大 15 倍與并網(wǎng)電壓的仿真波形圖 36 所示 圖 36 并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流波形仿真圖 第 3章系統(tǒng)仿真及結(jié)果分析 29 并網(wǎng)電流的頻譜分析如圖 37 所示 圖 37 并網(wǎng)電流頻譜分析圖 結(jié)合圖 36 和圖 37，可以清楚表明運(yùn)用雙電流環(huán)控制輸出電流跟蹤電壓，實(shí)現(xiàn)了輸出電流和電網(wǎng)電壓的同頻率、同相位，達(dá)到功率因數(shù)并網(wǎng)。通過(guò)比較電流單環(huán)與雙電流環(huán)這兩種控制策略下的并網(wǎng)電流與并網(wǎng)電壓的波形，驗(yàn)證了雙電流閉環(huán)控制的可行性，為實(shí)踐上實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)提供了理論基礎(chǔ)。 突加擾動(dòng) 時(shí) 系統(tǒng)動(dòng)態(tài)分析 本文要針對(duì)系統(tǒng)在外界突加擾動(dòng)時(shí)，單相逆變器并網(wǎng)工作的動(dòng)態(tài)變化過(guò)程，在上節(jié)逆變器雙閉環(huán)控制模型基礎(chǔ)上 建立仿真模型圖，需要觀察并網(wǎng)電流在擾動(dòng)前后的變化。 包含突加擾動(dòng)過(guò)程的單相逆變器并網(wǎng)的仿真模型如圖 38 所示 30 圖 38 突加擾動(dòng)的系統(tǒng)仿真模型圖 突加的擾動(dòng)在本文專(zhuān)指參考電流在某一時(shí)刻突然發(fā)生變化，系統(tǒng)在采用雙電流閉環(huán)控制策略基礎(chǔ)上，并網(wǎng)電流發(fā)生變化。下圖為并網(wǎng)電流放大 15倍后與并網(wǎng)電壓的波形圖 ： 圖 39 突加擾動(dòng)時(shí)的并網(wǎng)電流與并網(wǎng)電壓波形圖 從上圖所示波形變化中，可以明顯看到系統(tǒng)在突加擾動(dòng)前后并網(wǎng)電流的波形變化， 并網(wǎng)電流 能夠在短時(shí)間內(nèi)很快 恢 復(fù)穩(wěn)定。 第 3章系統(tǒng)仿真及結(jié)果分析 31 本章小結(jié) 本章對(duì)單相逆變器獨(dú)立工 作進(jìn)行了仿真，從電流波形圖中可以看到上章所設(shè)計(jì)的 LCL 濾波器的 準(zhǔn)確性，然后對(duì)逆變器并網(wǎng)工作過(guò)程進(jìn)行仿真，通過(guò)對(duì)不同控制策略下的并網(wǎng)電流的比較，可以得到采用雙電流閉環(huán)的控制方法能夠?qū)崿F(xiàn)單相逆變器并網(wǎng)單位功率因數(shù)運(yùn)行。 突加擾動(dòng)后，系統(tǒng)會(huì)在短時(shí)間內(nèi)重新達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。 32 第 4 章 數(shù)字化并網(wǎng)控制系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì) 本文設(shè)計(jì)了 一個(gè)基于 TMS320LF2407DSP 芯片高速的、功能強(qiáng)大的逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)。在本章簡(jiǎn)單介紹了數(shù)字控制方面的內(nèi)容， 數(shù)字控制與傳統(tǒng)的模擬控制相比有以下幾方面優(yōu)點(diǎn) [17]： (1)減 少控制元件數(shù)量，提高系統(tǒng)抗干擾能力。由于采用數(shù)字控制技術(shù)，控制板的體積將大大減小，生產(chǎn)成本下降。 (2)由于微處理器的運(yùn)算速度快，因此可以實(shí)現(xiàn)更先進(jìn)的無(wú)差拍等控制方法和智能控制策略。 (3)避免模擬信號(hào)傳遞過(guò)程中的畸變、失真，減少雜散信號(hào)的干擾，輸出質(zhì)量好，穩(wěn)定性高。 (4)設(shè)計(jì)和調(diào)試靈活。一旦控制方法改變，只需要修改軟件程序即可，無(wú)需變動(dòng)硬件電路，大大縮短了設(shè)計(jì)周期。 基于 DSP 的并網(wǎng)控制系統(tǒng)整體設(shè)計(jì) 并網(wǎng)系統(tǒng)的整體硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖 41 所示 直 流 供 電 逆 變 器 橋 路濾 波 器電 網(wǎng)直 流 側(cè) 電 流 檢測(cè) 、 保 護(hù)隔 離 驅(qū) 動(dòng) 電 流 檢 測(cè)電 流 檢 測(cè)T M S 3 2 0 L F 2 4 0 7 D S P故 障 檢 測(cè)P L LP W M 1 , 2 , 3 , 4A / DP D I N T AC A P 2 圖 41 DSP控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖 本文中，逆變器數(shù)字并網(wǎng)控制系統(tǒng)以 TMS320LF2407芯片為控制核心，充分利用了 DSP的硬件資源，如全比較單元 PWM1/2， PWM3/4，捕獲口第 4章數(shù)字化并網(wǎng)控制系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì) 33 CAP2， A/D采樣，以及外部中斷 XINT1等。如圖 31 所示， LF2407芯片采集外部電壓、電流信號(hào)并進(jìn)行 A/D轉(zhuǎn)換，通過(guò) DSP內(nèi)部的控制算法計(jì)算 PWM脈寬，控制逆變器橋臂開(kāi)關(guān)開(kāi)通或關(guān)斷，鎖定電網(wǎng)電壓的頻率和相位，控制輸出電流單位功率因數(shù)并網(wǎng)。 系統(tǒng)電路設(shè)計(jì) DSP 外圍電路設(shè)計(jì) TMS320LF2407DSP芯片采用了高性能靜態(tài) CMOS技術(shù)，供電電壓僅為。本設(shè)計(jì)中，使用了兩片德州儀器公司的電壓基準(zhǔn) TPS7333QD作為 5V到 ，一路給模擬器件供電，一路給數(shù)字器件供電；使用一片美國(guó) TI公司的 REF3033作為 DSP內(nèi)部的 A/D采樣電路的電壓基準(zhǔn)，具體電路如圖 42所示。 圖 42 電平轉(zhuǎn)換電路 使用 3片德州儀器公司的電平轉(zhuǎn)換芯片 74LVX4245作為信號(hào)電平轉(zhuǎn)換，一片用于輸入信號(hào)， 2片用于輸出信號(hào)，具體電路如圖 43所示。作為信號(hào)輸出時(shí)， DIR引腳接地， DSP的 PWM引腳輸出端接下拉電阻，以保證 PWM輸出高阻抗時(shí) 74LVX4245輸出低電平；作為信號(hào)輸入時(shí)， DIR引腳接 5V高電平，且信號(hào)輸入端需接一個(gè)限流電阻。 34 圖 43 基于 74LVX4245 的電平轉(zhuǎn)換電路 模擬信號(hào)采樣電路 本系統(tǒng)中采集的需要送入 DSP檢測(cè)口的量主要是逆變器輸出電壓 (獨(dú)立運(yùn)行 )，電網(wǎng)電壓 (并網(wǎng)運(yùn)行 )，出電感 L1和 L2上的電流 。 采樣電路的任務(wù)就是要把采集量經(jīng)過(guò)合適的變換，變成 DSP 芯片可以處理的 0～ +電壓量。 本文中電壓、電流的檢測(cè)都由霍耳 來(lái)完成。當(dāng)逆變器并網(wǎng)工作時(shí)，檢測(cè)逆變器輸出電感 L1電流和網(wǎng)端電感 L2電流；當(dāng)逆變器獨(dú)立工作時(shí)，檢測(cè)逆變器輸出電壓和電感 L1電流。檢測(cè)電壓和檢測(cè)電流首先需要經(jīng)過(guò)隔離采樣電路降壓至 177。，再經(jīng)過(guò)電阻分壓變成 177。 V，由于 DSP芯片的 A/D口檢測(cè)電壓需在 0～ +，因此需在霍耳檢測(cè)輸出電壓的基上再疊加一個(gè) +，使得輸出為一個(gè)抬高了 +。具體檢測(cè)電路如圖 44所示。 最后運(yùn)放輸出端通過(guò)兩個(gè)二極管分別連至 +，以確保 DSP輸出電壓在 0到 +。電壓 檢測(cè)采用電壓霍耳，型號(hào)為 LV28P。 LV28P原邊額定有效值電流為 10mA，轉(zhuǎn)換率為 2500:1000，因此副邊額定有效值電流為25mA。由于實(shí)驗(yàn)中電網(wǎng)電壓通過(guò)調(diào)壓器降至 110V(有效值 )，因此采用 24kΩ，2W功率電阻作為霍耳原邊限流電阻，霍耳輸出側(cè)采用 100Ω 電阻作為電壓檢測(cè)電阻。 第 4章數(shù)字化并網(wǎng)控制系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì) 35 圖 44 電壓采樣電路 進(jìn)行并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓同步的過(guò)程中， LF2407需要采集電網(wǎng)電壓信號(hào)的相位和頻率。由于 LF2407芯片只能采集 TTL信號(hào)，所以需要硬件電路輔助實(shí)現(xiàn)將電網(wǎng)正弦波電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換成 + 號(hào)，該脈沖信號(hào)和正弦波電壓信號(hào)具有相同的過(guò)零點(diǎn)，即在正弦信號(hào)的過(guò)零點(diǎn)，產(chǎn)生脈沖躍變。由于普通比較器不可避免有振零效應(yīng)，從而可能會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)工作不穩(wěn)定，因此采用滯環(huán)比較器來(lái)實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電壓的過(guò)零檢測(cè)，可以消除系統(tǒng)的振零效應(yīng)[54]。具體實(shí)現(xiàn)電路如圖 45所示。 圖 45 電網(wǎng)電壓過(guò)零檢測(cè) 36 設(shè) HV 為比較器輸出由低電平 OLV 變到高電平 OHV 時(shí)的閾值 , LV 為比較器輸出由高電平跳變到低電平時(shí)的閾值。滯環(huán)比較器的工作示意圖如圖 46所示。 圖 46 同相滯 環(huán) 比較器 滯環(huán)比較器的電壓閾值表達(dá)式為 : 1 1 1 11 2 1 2(1 )H O LRRV V V?? ? ? 1 1 1 11 2 1 2(1 )L O HRRV V V?? ? ? 滯環(huán)的寬度通過(guò)改變 11 12RR的值改變。但必須保證比較器輸出的上升沿和電網(wǎng)正向過(guò)零點(diǎn)一致，也就是式 (41)滿(mǎn)足 HV =0。 因?yàn)檐浖鲜峭ㄟ^(guò)該點(diǎn)獲得電網(wǎng)電壓頻率相位信息，進(jìn)而進(jìn)行市電跟蹤的。如果滯環(huán)使比較點(diǎn)偏移的話(huà)，那么跟蹤就會(huì)存在相位差。在圖 46中滯環(huán)過(guò)零比較器，當(dāng) 11 12RR值改變時(shí)需調(diào)節(jié)反相輸入端的電阻，從而改變反相輸入端電壓，以控制比較器輸出上升沿穩(wěn)定在電壓正向過(guò)零點(diǎn) 。 隔離、驅(qū)動(dòng)電路 本文采用光電耦合驅(qū)動(dòng)器 HCPLJ312，隔離驅(qū)動(dòng)電路如圖 47所示。 DSP輸出的 PWM信號(hào)經(jīng) 74LVX4245電平轉(zhuǎn)換后送至 HCPLJ312的 2腳正向輸入信號(hào)端 A，再經(jīng)過(guò) HCPLJ312內(nèi)部光耦隔離、放大，為 IGBT提供 +18V的正向柵極驅(qū)動(dòng)電壓，以及 9 V的反向柵極快恢復(fù)電壓。 (41) (42) 第 4章數(shù)字化并網(wǎng)控制系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì) 37 圖 47 隔離驅(qū)動(dòng)電路 多功能控制電源設(shè)計(jì) 圖 48 多功能控制電源原理圖 為了給四路驅(qū)動(dòng)電路提供 +18V電壓，需要設(shè)計(jì)一種多路輸出的小功率電源。本文利用 TOPSwitch芯片設(shè)計(jì)了一種既可以提供給驅(qū)動(dòng)電路供電的+18V電壓，又可以提供給霍爾元件供電的 177。15V電壓，并且可以提供穩(wěn)定的 38 +5V電壓給 DSP供電，圖 48是設(shè)計(jì)的多功能控制電源的原理圖。 保護(hù)電路設(shè)計(jì) 過(guò)電 流保護(hù)電路由比較器 LM339組成，如圖 49所示 [18]。比較器反向端加一比較參考電壓，電流檢測(cè)電阻上的電壓加在比較器的同相端。正常工作情況下，檢測(cè)電阻電壓低于比較參考電壓，輸出為低電平。如果出現(xiàn)過(guò)電流情況，檢測(cè)電阻電壓高于比較參考電壓，比較器翻轉(zhuǎn)，輸出為高電平，經(jīng)過(guò)反相器后輸出變?yōu)榈碗娖?，此低電平信?hào)與 DSP輸出的、經(jīng)過(guò) 74LVX4245電平轉(zhuǎn)換后的 PWM信號(hào)進(jìn)行與運(yùn)算，封鎖逆變器開(kāi)關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，同時(shí)，控制板上的紅色發(fā)光二級(jí)管被點(diǎn)亮，示意發(fā)生過(guò)流保護(hù)。調(diào)節(jié)可調(diào)電阻 R17就可以改變保護(hù)電流的大小。 圖 49 過(guò)流保護(hù)電路 本章小結(jié) 本章簡(jiǎn)要介紹了 TMS320LF2407 的主要功能和性能；給出了基于TMS320LF2407DSP芯片的逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)的總體硬件結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)；介紹了控制系統(tǒng)和主電路接口電路的實(shí)現(xiàn)方案；分析了模擬信號(hào)采樣及調(diào)理電路的原理及實(shí)現(xiàn)方法；設(shè)計(jì)了隔離驅(qū)動(dòng)電路、保護(hù)電路和輔助電源。 結(jié)論 39 結(jié)論 可再生能源并網(wǎng)逆變系統(tǒng)實(shí)際上是一個(gè)有源逆變系統(tǒng)，但它和普通的逆變器或者逆變電源又有著很大的區(qū)別。 在對(duì)國(guó)內(nèi)外現(xiàn)有的典型的逆變器并網(wǎng)控制方法進(jìn)行分析和對(duì)比的基礎(chǔ)上研究了一種基于雙電流環(huán)控制的單 相逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)。詳細(xì)分析了并網(wǎng)工作原理，推導(dǎo)了控制方程，完成了數(shù)字化控制系統(tǒng)軟硬件設(shè)計(jì)，利用隔離變壓器漏感設(shè)計(jì)了一種適合本系統(tǒng)應(yīng)用的LCL濾波器。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了此控制方案的可行性，并得出以下結(jié)論： (1)采用雙電流環(huán)控制，包括外環(huán)控制和內(nèi)環(huán)控制，外環(huán)控制用于保證穩(wěn)態(tài)參考跟蹤特性，對(duì)網(wǎng)側(cè)電流值進(jìn)行比例積分 PI控制；內(nèi)環(huán)控制對(duì)于系統(tǒng)干擾如參考值和負(fù)載的突變，提供快速動(dòng)態(tài)補(bǔ)償以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，對(duì)電容輸出電流值進(jìn)行比例 P控制。方法簡(jiǎn)單，效果理想，易于實(shí)現(xiàn)和推廣。 (2)本文內(nèi)環(huán)控制選取電容輸出電流值為被控 對(duì)象，反饋效果好，響應(yīng)速度快，而且易于實(shí)現(xiàn)對(duì)逆變器開(kāi)關(guān)管直接快速有效的過(guò)流保護(hù)。 (3)本文對(duì)傳統(tǒng)的 LCL 濾波器加以改進(jìn)，利