【正文】 總體設(shè)計 15 G r i dF Bi n v e r t e riV gVT RLLiC0i 0V 圖 26 單相并網(wǎng)逆變器的 LCL 濾波器 本文設(shè)計的利用隔離變壓器漏感的 LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器如圖 26所示。電容器串聯(lián)阻尼電阻后，系統(tǒng)在諧振頻率處諧 振幅值非常小，諧振得到了很好的抑制 [13]。電容越大則流入電容的無功電流越大，致使電感上的電流和開關(guān)管電流也越大，從而降低效率。如果電網(wǎng)電壓是畸變的或者在逆變器和電 網(wǎng)之間存在電壓差，輸出的電流也就產(chǎn)生了畸變，所以并網(wǎng)系統(tǒng)不宜采用電壓控制 [15]。 gu 為電網(wǎng)電壓， gZ 為電網(wǎng)的阻抗，在大電網(wǎng)系統(tǒng)中，電網(wǎng)的阻抗很小，可近似為零，同時把負(fù)載看作為電網(wǎng)負(fù)載，則把負(fù)載與電網(wǎng)成為一體。電網(wǎng)電壓的擾動對輸出電流的影響較小，從而改善了輸出電流的質(zhì) 量。指令電流與并網(wǎng)電流的實(shí)時值進(jìn)行比較，兩者的誤差經(jīng)過放大 器后與三角波進(jìn)行比較，以輸出 PWM信號，放大器多采用比例或比例積分放大器。所謂內(nèi)模原理，就是指外部信號的動力學(xué)模型包含在穩(wěn)定的閉環(huán)控制器內(nèi)以構(gòu)成高精度反饋控制系統(tǒng)的一種設(shè)計原理。與此第 2章單相逆變器總體設(shè)計 21 類似，當(dāng)內(nèi)模中數(shù)學(xué)模型描述的是周期性的信號時，那么閉環(huán)控制只要在其中植入同頻率的周期，則該控制系統(tǒng)對此周期性信號可以實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤。 refi i?? i?P W M 信 號滯 環(huán) 比 較 器 圖 212 用滯環(huán)比較器的電流瞬時值比較控制原理圖 并網(wǎng)電流滯環(huán)控制就是將指令電流 refi 和實(shí)際并網(wǎng)電流 i進(jìn)行比較，兩者的偏差作為滯環(huán)比較器的輸入。 該控制方案的優(yōu)點(diǎn)是：硬件電路簡單易控，屬于實(shí)時控制方式，動態(tài)響應(yīng)快，有抑制電流尖峰的能力，不用載波，輸出中不含特定頻率諧波分量。 (4)有功無功解耦控制 光伏發(fā)電并網(wǎng)運(yùn)行時的電路原理和矢量圖如圖 213所示， sU 為電網(wǎng)電壓， 0U 為逆變 器輸出電壓， R為線路電阻 (一般很小可以忽略 )， L為串聯(lián)電抗器的電感， sI 為注入電網(wǎng)的電流。該控制方案就是通過分別控制調(diào)制信號的相位 α和調(diào)制度 M來控制逆變器輸出電壓的幅值和相位，從而達(dá)到逆變器并網(wǎng)輸出有功功率和無功功率的解耦(220) (221) (222) 第 2章單相逆變器總體設(shè)計 23 控制，獲得單位功率因數(shù)的并網(wǎng)輸出電流 [16]。這個輸出值的大小，與方波脈沖的極性和寬度有關(guān)，適當(dāng)控制方波脈沖的極性和寬度，就能使輸出信號在取樣周期的末尾與輸出參考波形相重合。無差拍控制能夠使得輸出信號的相位與負(fù)載關(guān)系不大，它通過調(diào)節(jié)逆變橋的輸出相位來補(bǔ)償輸出 LC濾波器的相位延時。本文的逆變器采用電流雙環(huán)控制策略與電壓源逆變器的電壓電流雙環(huán)控制在原理上完全不同。采用如圖 214 所示的電容電流作為內(nèi)環(huán)反饋的雙環(huán)控制 , 在選擇合適的內(nèi)外環(huán)控制器參數(shù)情況下完全能夠使系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行的 。 其 根軌跡如圖 215 所示： 圖 215 電流 ci 與 2i 雙閉環(huán)控制的根軌跡 (223) 第 2章單相逆變器總體設(shè)計 25 其中電流內(nèi)環(huán)的目的是消除輸出電流中開關(guān)頻率諧波分量電流，同時增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定性而無需考慮控制精度，為了便于 系統(tǒng)穩(wěn)定性分析，調(diào)節(jié)器()cGs， ()iGs選擇比例調(diào)節(jié)器，系統(tǒng)根軌跡如圖 215 所示，選擇合適的調(diào)節(jié)器 ()cGs和 ()iGs可以使系統(tǒng)的根軌跡在復(fù)平面的左平面確保系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。 為了方便比較并網(wǎng)電流與并網(wǎng)電壓，現(xiàn)將并網(wǎng)電流的幅 值放大 15 倍。 包含突加擾動過程的單相逆變器并網(wǎng)的仿真模型如圖 38 所示 30 圖 38 突加擾動的系統(tǒng)仿真模型圖 突加的擾動在本文專指參考電流在某一時刻突然發(fā)生變化，系統(tǒng)在采用雙電流閉環(huán)控制策略基礎(chǔ)上，并網(wǎng)電流發(fā)生變化。 32 第 4 章 數(shù)字化并網(wǎng)控制系統(tǒng)硬件設(shè)計 本文設(shè)計了 一個基于 TMS320LF2407DSP 芯片高速的、功能強(qiáng)大的逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)。 (3)避免模擬信號傳遞過程中的畸變、失真，減少雜散信號的干擾，輸出質(zhì)量好，穩(wěn)定性高。如圖 31 所示， LF2407芯片采集外部電壓、電流信號并進(jìn)行 A/D轉(zhuǎn)換，通過 DSP內(nèi)部的控制算法計算 PWM脈寬，控制逆變器橋臂開關(guān)開通或關(guān)斷，鎖定電網(wǎng)電壓的頻率和相位，控制輸出電流單位功率因數(shù)并網(wǎng)。作為信號輸出時， DIR引腳接地， DSP的 PWM引腳輸出端接下拉電阻，以保證 PWM輸出高阻抗時 74LVX4245輸出低電平；作為信號輸入時， DIR引腳接 5V高電平，且信號輸入端需接一個限流電阻。當(dāng)逆變器并網(wǎng)工作時，檢測逆變器輸出電感 L1電流和網(wǎng)端電感 L2電流；當(dāng)逆變器獨(dú)立工作時，檢測逆變器輸出電壓和電感 L1電流。具體檢測電路如圖 44所示。由于實(shí)驗(yàn)中電網(wǎng)電壓通過調(diào)壓器降至 110V(有效值 )，因此采用 24kΩ，2W功率電阻作為霍耳原邊限流電阻，霍耳輸出側(cè)采用 100Ω 電阻作為電壓檢測電阻。具體實(shí)現(xiàn)電路如圖 45所示。但必須保證比較器輸出的上升沿和電網(wǎng)正向過零點(diǎn)一致，也就是式 (41)滿足 HV =0。 隔離、驅(qū)動電路 本文采用光電耦合驅(qū)動器 HCPLJ312，隔離驅(qū)動電路如圖 47所示。15V電壓，并且可以提供穩(wěn)定的 38 +5V電壓給 DSP供電，圖 48是設(shè)計的多功能控制電源的原理圖。如果出現(xiàn)過電流情況，檢測電阻電壓高于比較參考電壓，比較器翻轉(zhuǎn)，輸出為高電平，經(jīng)過反相器后輸出變?yōu)榈碗娖?，此低電平信號與 DSP輸出的、經(jīng)過 74LVX4245電平轉(zhuǎn)換后的 PWM信號進(jìn)行與運(yùn)算，封鎖逆變器開關(guān)的驅(qū)動信號，同時，控制板上的紅色發(fā)光二級管被點(diǎn)亮，示意發(fā)生過流保護(hù)。 在對國內(nèi)外現(xiàn)有的典型的逆變器并網(wǎng)控制方法進(jìn)行分析和對比的基礎(chǔ)上研究了一種基于雙電流環(huán)控制的單 相逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)。 (2)本文內(nèi)環(huán)控制選取電容輸出電流值為被控 對象，反饋效果好，響應(yīng)速度快，而且易于實(shí)現(xiàn)對逆變器開關(guān)管直接快速有效的過流保護(hù)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了此控制方案的可行性，并得出以下結(jié)論： (1)采用雙電流環(huán)控制，包括外環(huán)控制和內(nèi)環(huán)控制，外環(huán)控制用于保證穩(wěn)態(tài)參考跟蹤特性，對網(wǎng)側(cè)電流值進(jìn)行比例積分 PI控制；內(nèi)環(huán)控制對于系統(tǒng)干擾如參考值和負(fù)載的突變，提供快速動態(tài)補(bǔ)償以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，對電容輸出電流值進(jìn)行比例 P控制。 圖 49 過流保護(hù)電路 本章小結(jié) 本章簡要介紹了 TMS320LF2407 的主要功能和性能；給出了基于TMS320LF2407DSP芯片的逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)的總體硬件結(jié)構(gòu)設(shè)計；介紹了控制系統(tǒng)和主電路接口電路的實(shí)現(xiàn)方案；分析了模擬信號采樣及調(diào)理電路的原理及實(shí)現(xiàn)方法；設(shè)計了隔離驅(qū)動電路、保護(hù)電路和輔助電源。比較器反向端加一比較參考電壓，電流檢測電阻上的電壓加在比較器的同相端。 (41) (42) 第 4章數(shù)字化并網(wǎng)控制系統(tǒng)硬件設(shè)計 37 圖 47 隔離驅(qū)動電路 多功能控制電源設(shè)計 圖 48 多功能控制電源原理圖 為了給四路驅(qū)動電路提供 +18V電壓，需要設(shè)計一種多路輸出的小功率電源。如果滯環(huán)使比較點(diǎn)偏移的話，那么跟蹤就會存在相位差。滯環(huán)比較器的工作示意圖如圖 46所示。由于 LF2407芯片只能采集 TTL信號，所以需要硬件電路輔助實(shí)現(xiàn)將電網(wǎng)正弦波電壓信號轉(zhuǎn)換成 + 號，該脈沖信號和正弦波電壓信號具有相同的過零點(diǎn)，即在正弦信號的過零點(diǎn)，產(chǎn)生脈沖躍變。電壓 檢測采用電壓霍耳，型號為 LV28P。再經(jīng)過電阻分壓變成 177。 采樣電路的任務(wù)就是要把采集量經(jīng)過合適的變換，變成 DSP 芯片可以處理的 0～ +電壓量。本設(shè)計中，使用了兩片德州儀器公司的電壓基準(zhǔn) TPS7333QD作為 5V到 ，一路給模擬器件供電，一路給數(shù)字器件供電；使用一片美國 TI公司的 REF3033作為 DSP內(nèi)部的 A/D采樣電路的電壓基準(zhǔn)，具體電路如圖 42所示。一旦控制方法改變，只需要修改軟件程序即可，無需變動硬件電路，大大縮短了設(shè)計周期。由于采用數(shù)字控制技術(shù)，控制板的體積將大大減小，生產(chǎn)成本下降。 第 3章系統(tǒng)仿真及結(jié)果分析 31 本章小結(jié) 本章對單相逆變器獨(dú)立工 作進(jìn)行了仿真，從電流波形圖中可以看到上章所設(shè)計的 LCL 濾波器的 準(zhǔn)確性，然后對逆變器并網(wǎng)工作過程進(jìn)行仿真，通過對不同控制策略下的并網(wǎng)電流的比較，可以得到采用雙電流閉環(huán)的控制方法能夠?qū)崿F(xiàn)單相逆變器并網(wǎng)單位功率因數(shù)運(yùn)行。通過比較電流單環(huán)與雙電流環(huán)這兩種控制策略下的并網(wǎng)電流與并網(wǎng)電壓的波形，驗(yàn)證了雙電流閉環(huán)控制的可行性，為實(shí)踐上實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)提供了理論基礎(chǔ)。 26 第 3 章 系統(tǒng)仿真及結(jié)果分 析 單相逆變器開環(huán)仿真 單相逆變器開環(huán)運(yùn)行（獨(dú)立工作）時的仿真模型如圖 31 所示 圖 31 單相逆變器開環(huán)運(yùn)行時的仿真模型 逆變器側(cè)電感電流 1Li 和負(fù)載側(cè)電感電流 2Li 波形如圖 32 所示 圖 32 電感電流 1Li 和負(fù)載側(cè)電感電流 2Li 仿真波形 從圖 32 所示仿真 波形 可以看出， 主電路的工作過程正常并且 通過濾波器濾波的電流諧波含量顯著減小， LCL 濾波器的效果很好。 2 ( ) 1 ( )G s Cs? ； ()ccG s K? ；3 2 2( ) 1 ( )G s L s R??。因此內(nèi)外環(huán)不能獨(dú)立設(shè)計 , 需要根據(jù)控制器的性能要求同時設(shè)計內(nèi)外環(huán)控制器參數(shù)。 使用雙電流閉環(huán)控制策略 盡管 LCL濾波器濾除高次諧波效果明顯，但是 LCL濾波器是一個諧振電路，其諧振峰對系統(tǒng)的穩(wěn)定性及并網(wǎng)電流波形 質(zhì)量有很大影響，所以設(shè)計控制器使系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行是最主要問題。 此算法中，方波脈沖的極性和寬度是根據(jù)當(dāng)前時刻的狀態(tài)向量和下一采用時刻的參考正弦值計算出來的，由負(fù)載擾動或非線性負(fù)載引起的輸出信號的偏差可在一個采樣周期內(nèi)得到修正。 （ 5）無差拍控制 無差拍控制是一種基于電路系統(tǒng)狀態(tài)方程的控制方法。 0Us sI 0U lUsUsI? 圖 213 并網(wǎng)運(yùn)行的電路原理圖和電路矢量圖 圖 24的矢量圖可以用電壓方程式表示為 0 ( c os sin )sU M U j???? 式中 M 為調(diào)制深度。另外，滯環(huán)的環(huán)寬 2Δi較難確定。當(dāng) i超過 refi 且偏移達(dá)到 Δi時，滯環(huán)比較器將控制上下橋臂開通和關(guān)斷，使變壓器原邊電壓正負(fù)交替變化。 重復(fù)控制雖然可以保證輸出波形質(zhì)量，但卻有一個致命的缺點(diǎn)，由于延遲因子的存在，重復(fù)控制得到的控制指令并不是立即輸出，而是滯后一個參考周期后才輸出，這樣，如果系統(tǒng)內(nèi)部出現(xiàn)干擾，消除干擾對輸出的影響至少需要一個參考周期，干擾出現(xiàn)后的一個參考周期內(nèi)，系統(tǒng)對于干擾并不產(chǎn)生任何調(diào)節(jié)作用，這一 個周期系統(tǒng)近似處于開環(huán)狀態(tài)，因此重復(fù)控制系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)很差，故重復(fù)控制一般和其他 PWM 控制方式相結(jié)合，用來改善輸出電壓波形。假定前一個周期出現(xiàn)的基波波形畸變將在下一個基波周期的同一時刻重復(fù)出現(xiàn)，控制器根據(jù)給定信號和反饋信號的誤差確定所需的校正信號，然后在下一個基波周期的同一時間將此信號疊加到原信號上，以消除后面各周期中將出現(xiàn)的重復(fù)性畸變。 Ar e fi i? ?? i? ?P W M 信 號比 較 器三 角 波圖 211 跟蹤實(shí)時電流的三角波比較方式 (2)重復(fù)控制 重復(fù)控制理論是在 80年代根據(jù)生產(chǎn)過程控制的實(shí)際需要而提出的控制系統(tǒng)設(shè)計理論，近年來這種控制方法也應(yīng)用于逆變電源的波形控制 中，用來克服整流型負(fù)載引起的輸出波形周期性的畸變 [32]。為了能夠持續(xù)不斷地向電網(wǎng)提供電能，輸出電流必須與電網(wǎng)電壓同頻率，否則由于頻率不同會導(dǎo)致相位不斷變換，使逆變器不能向電網(wǎng)提供一個穩(wěn)定的功率。工作在電流控制模式下并網(wǎng)運(yùn)行的逆變器系統(tǒng)就相當(dāng)于一個電流源和一個電壓源串聯(lián)，電流由逆變器決定，電壓由電網(wǎng)決定。 (218) (219) 第 2章單相逆變器總體設(shè)計 19 0U 0iZ gZgiZigU 圖 29 電流控制并網(wǎng)模型 圖 29中， 0u 表示電壓控制逆變器輸出側(cè)電 壓 ,Z為逆變器所帶負(fù)載， 0i 為逆變器輸出電流， zi 為負(fù)載電流， gi 為注入電網(wǎng)的電流。根據(jù)電容無功設(shè)計 C的大小，取 15％的額定功率作為設(shè)計， 2 PC fV??? (211) (212) (213) (214) (215) (216) (217) 18 代入數(shù)據(jù) 1000P VA? , 220VV? , 50f HZ? ，得 uF? 取實(shí)際值 20C uF? 根據(jù) LCL 濾波器諧振頻率設(shè)計小于 110 倍的開關(guān)頻率 1212112 1 0r e s cLLffL L C? ??? 即 3121 1 . 5 1