【導(dǎo)讀】后果，特此鄭重聲明。師的指導(dǎo)下進(jìn)行的研究工作及取得的成果。而使用過的材料。均已在文中作了明確的說明并表示了謝意。究所取得的研究成果。除了文中特別加以標(biāo)注引用的內(nèi)容外，本論文。不包含任何其他個(gè)人或集體已經(jīng)發(fā)表或撰寫的成果作品。究做出重要貢獻(xiàn)的個(gè)人和集體，均已在文中以明確方式標(biāo)明。全意識到本聲明的法律后果由本人承擔(dān)。同意學(xué)校保留并向國家有關(guān)部門或機(jī)構(gòu)送交論文的復(fù)印件和電子版，允許論文被查閱和借閱。本人授權(quán)大學(xué)可以將本學(xué)位。涉密論文按學(xué)校規(guī)定處理。受天氣及海洋氣象條件影響等突出特點(diǎn)，在海洋開發(fā)和利用方面具有廣闊的應(yīng)用前景。目前所知的高頻地波雷達(dá)系統(tǒng)，均是為特定的探測距離，按一定的分辨率而設(shè)計(jì)，這樣的雷達(dá)系統(tǒng)缺乏靈活性，無法滿足實(shí)際應(yīng)用的需要。化和可編程的特性，為未來高頻地波雷達(dá)的發(fā)展提供了可能。能用于探測不同距離的海域，又能提供不同的分辨力，獲得不同的目標(biāo)探測精度。

　　

【正文】 (28) 沖激響應(yīng) ??hn的值在除零點(diǎn)以外的其它偶數(shù)點(diǎn)處均為零，用它實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)率抽取或內(nèi)插時(shí)，卷積運(yùn)算中的乘法次數(shù)可減少一半，故它特別適合于進(jìn)行 2n 倍抽取或內(nèi)插的應(yīng)用場合。圖 27 為一個(gè)由布 哈窗生 成的 10 階半帶濾波器幅頻、相頻圖。 圖 27 半帶濾波器幅頻相頻特性圖 積分梳狀濾波器 (CIC) 當(dāng)數(shù)據(jù)率變換因子為 2n 倍時(shí)，可以采用半帶濾波器，但往往變換因子不恰好是 2n倍，通常的做法是將因子分解為一個(gè)整數(shù)與 2n 的乘積，分級實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)率變換。對于非 2n的整數(shù)部分，用下面的 CIC 濾波器實(shí)現(xiàn)。 所 謂積分梳狀（ CIC）濾波器的沖激響應(yīng)具有如下形式： ? ? 1 , 0 10, nMhn e ls e? ? ??? ?? . (29) 14 式中 M 為 CIC 濾波器的階數(shù)，也是抽取或內(nèi)插倍數(shù)。其 Z 變換形式為： ? ?10() D nnH z h n z? ????? 1(1 )1 Mzz??? ? 12( ) ( )H z H z??. (210) 式中，1 11() 1Hz z?? ?， 2 ( ) 1 MH z z??? 。 CIC 濾波器由這兩部分級聯(lián)而成， 1()Hz為積分器的傳遞函數(shù)， 2()Hz為梳狀濾波器的傳遞函數(shù)。 CIC 濾波器的沖激響應(yīng)在每個(gè)取值點(diǎn)的幅度均為 1，故它與輸入信號進(jìn)行卷積運(yùn)算時(shí)只需要加法運(yùn)算，這樣可大大減少卷積運(yùn)算的工作量。 CIC 濾波器的頻率響應(yīng)可表示為： 12( ) ( ) ( )j j jH e H e H e? ? ??? 12sin ( )2sin ( )2MjMe ??????? 11 222MjMM S a S a e ??? ???? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ?. (211) 圖 28 CIC 濾波器幅頻相頻特性圖 圖 28 所示為單級 5 階 CIC 濾波器幅頻相頻特性圖，由幅頻圖可以看出： 1. 單級的 CIC 濾波器的旁瓣電平是比較大的，雖然隨著頻率的增大，旁瓣電平減少， 15 但第一旁瓣與主瓣僅相差 ，這樣的阻帶衰減難以滿足實(shí)用要求。為了降低旁瓣電平，多采用多級 CIC 濾波器級聯(lián)的方法。 Q 級 CIC 實(shí)現(xiàn)時(shí)的幅頻響應(yīng)為： ? ?si n 222si n2Qj Q MMH e M Sa Sa?????????????? ? ? ? ???? ? ? ?? ? ? ??? ? ? ? ????????? (212) 此時(shí)濾波器增益不再是數(shù)據(jù)率變換因子，而是其 Q 次方，因此多級級聯(lián)的時(shí)候還要考慮增益過大而引起溢出錯(cuò)誤的問題。 2. 通帶帶寬 2/M? 只與信號的帶寬比例因子 M 或者說 相對信號帶寬有關(guān)，而與信號的絕對帶寬無關(guān)。當(dāng)絕對信號帶寬較寬時(shí)，選擇的比例因子不能太大，否則不能保證信號完全落在主瓣內(nèi)而不被濾除。 167。 數(shù)字混頻正交變換理論 傳統(tǒng)的混頻方式大多是采用模擬信號和本振信號混頻形成中頻已調(diào)信號。由于是非正交調(diào)制，混頻后會產(chǎn)生對稱于本振頻率的兩個(gè)頻率，為此還需增加一個(gè)單邊帶濾波器將其中一個(gè)多余的頻率濾除。而模擬域正交混頻方法需要用移相器產(chǎn)生相互正交的本振信號，而移相器的精度很難做的很高，這樣兩個(gè)本振信號的相位差就不是準(zhǔn)確的 090 ，混頻后便會產(chǎn)生多余的混頻分量，形成虛假相位信號，這是正交混頻產(chǎn)生相位不平衡現(xiàn)象的根本原因。同樣，若輸入信號的幅度有稍許偏差，還會使混頻輸出的兩路信號幅度也不一致。這兩者產(chǎn)生的誤差對后續(xù)處理都會帶來不利影響。由于 ADC、 DAC 與 DSP芯片技術(shù)的發(fā)展，數(shù)字混頻開始代替模擬混頻，采用數(shù)字混頻主要有以下優(yōu)點(diǎn)： ? 載頻與數(shù)字濾波器系數(shù)具有可編程性； ? 數(shù)字混頻不存在線性失真，因而互調(diào)失真?。? ? 數(shù)字濾波器頻響特性好； ? 系統(tǒng)造價(jià)低。 圖 29 為數(shù)字域正交混頻原理圖，基帶信號將被搬移至載頻 0? 處，即完成數(shù)字上變頻的功能，而數(shù)字下變頻過程于此相反，將載頻下移 0? 變成零載頻。由于兩個(gè)正交本振序列的形成和相乘都是數(shù)字運(yùn)算的結(jié)果，其正交性可完全得到保證。模擬域的兩路基帶分量相位不平衡的現(xiàn)象，在數(shù)字域中基本不存在。數(shù)字混頻過程就是輸入數(shù)據(jù)與本振的相乘運(yùn)算，在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)時(shí)精度非常高。而且數(shù)字域混頻線性度好，輸出沒有模擬混頻中因?yàn)榛祛l器的非線性而產(chǎn)生的諧波分量。因而，數(shù)字域正交混頻形成中頻信號應(yīng)用的越來越廣 [10,11,15,16]。 16 ? ?In? ?Qn ? ?0c os n?? ?0si n n?? ?yn ? ?yt/DA 圖 29 數(shù)字正交混頻原理圖 這種方法的主要缺點(diǎn)是對 DAC 或 ADC 的要求比較高。如圖中所示，一般輸入的兩列正交信號 ??In、 ??Qn都是內(nèi)插后速率較高的信號，在載頻 0? 處進(jìn)行 D/A 轉(zhuǎn)換，同時(shí)要求 DAC 有較高的轉(zhuǎn)換速度和分辨率，從第一章的分析可以看出，要實(shí)現(xiàn)更高頻率的數(shù)字變頻，還有待于硬件技術(shù)的突破。 17 第三章 線性調(diào)頻中斷連續(xù)波體制分析 雷達(dá)波形參數(shù)指雷達(dá)信號的幅度、頻率和相位以及電波的極化特性等，目標(biāo)通過與波的相互作用改變?nèi)肷潆姴ǖ牟ㄐ螀?shù)，將信息由回波傳遞給雷達(dá)，對比發(fā)射和接收波形參數(shù)就能獲得目標(biāo)傳遞給電波的所有信息。因此，雷達(dá)波形參數(shù)在很大程度上決定了雷達(dá)檢測目標(biāo)的能力。 測距精度和距離分辨率取決于信號的頻譜結(jié)構(gòu)，要求信號占有足夠的帶寬；而測速精度和速度分辨率則取決于信號的時(shí)間結(jié)構(gòu)，要求信號具有大的時(shí)寬。同時(shí)為了提高目標(biāo)的發(fā)現(xiàn)能力，還要求信號具有較大的能量。綜合這幾個(gè)方面的要 求可見，雷達(dá)發(fā)射信號必須具有較大的時(shí)寬、帶寬和能量乘積，才能滿足海洋大面積探測的需求。在匹配濾波理論的指導(dǎo)下，一般采用非線性相位調(diào)制的辦法 ,，即采用脈沖壓縮技術(shù)獲得較大的時(shí)寬帶寬乘積信號，讓雷達(dá)系統(tǒng)發(fā)射寬度相對較寬、峰值功率較低的脈沖，通過對載頻進(jìn)行編碼以增加發(fā)射波形的帶寬，然后在接收機(jī)中對回波波形實(shí)施壓縮，從而達(dá)到窄脈沖、高峰值功率的簡單脈沖體制雷達(dá)所具有的分辨能力和探測性能。 167。 調(diào)頻中斷連續(xù)波工作原理 目前世界各國的高頻地波雷達(dá)廣泛采用的脈沖壓縮方法是線性調(diào)頻中斷連續(xù)波（ FMICW）體制，這種 波形是用一門控脈沖序列來控制線性調(diào)頻連續(xù)波（ FMCW）得到，它解決了發(fā)射與接收之間的有效隔離，但同時(shí)也會帶來一些弊端： ① 存在距離旁瓣和自身雜波干擾； ② 存在一定的距離和速度測定模糊。下面對 FMICW 波形分析做綜合介紹 [9,17,18,19,20]。 FMICW 信號波形 FMICW 工作波形如圖 31 所示。在掃頻周期 T 內(nèi)，發(fā)射信號頻率由起始頻率 1f 線性增加到 2f ，占用的頻帶寬度為： 21B f f??， 掃頻斜率為： BT?? ， 考慮到同步控制電路可編程器件的時(shí)間開銷，下一次掃頻是在幀周期 zT 結(jié)束時(shí)刻才立刻開始且 zTT? 。 18 發(fā)射脈沖周期為 q ，脈沖寬度為 pT ，在 zT 時(shí)間內(nèi)重復(fù) p 次，有 zqp T? 。 . . . . . . . . .zTTB1f2ffpTqg ( t ) 圖 31 FMICW 工作波形 由圖 31 可知，雷達(dá)信號發(fā)生器產(chǎn)生的 FMICW 本振信號為： ? ? 1c o s 2 2tS t f t????????????????， 0 tT?? (31) 經(jīng)過門控脈沖 ??gt 調(diào)制的 FMICW 發(fā)射信號可以描述為： ? ? ? ? ? ? ? ? 102ppTn pTt n qS t S t g t S t r e c tT???????????????. (32) 其中 ? ?prect t T表示脈寬為 pT ，中心在原點(diǎn)的矩形脈沖。 假設(shè)目標(biāo)為理想點(diǎn)目標(biāo)，且目標(biāo)在距離雷達(dá) R 處以徑向速度 v 臨近雷達(dá)站，則目標(biāo)回波時(shí)延為： ? ?2 22R vt Rv tc v c c? ?? ? ?? vc?? （光速） (33) 則其回波表達(dá)式可寫成： ? ? ? ? ? ? ? ?RTS t K R G S t???? (34) 其中 ? ?KR為距離衰減因子， ??G? 為接收天線方向圖。 回波信號進(jìn)入接收機(jī)后首先要經(jīng)壓地波控制，即門控脈沖 “取反 ”，再與本振信號進(jìn)行混頻、隨后低通濾波去掉高頻成分和脈沖調(diào)制得到基帶信號，過程如圖 32。通常由于回波信號的頻率較高（由發(fā)射信號決定），直接進(jìn)行 A/D 轉(zhuǎn)換會導(dǎo)致數(shù)據(jù)量非常大， 19 不利于后續(xù)的數(shù)據(jù)處理和分析，因此在做 FFT 分析之前，將 A/D 轉(zhuǎn)換后的數(shù)據(jù)進(jìn)行抽取，以降低數(shù)據(jù)率和載頻。 壓 地控 制波低 通濾 波A / D本 振 信 號抽 取器數(shù) 字 信號 處 理基 帶 信 號回 波 信 號 圖 32 接收信號處理流程 基帶信號表達(dá)式為： ? ? ? ? ? ? ? ?? ? 21 21 c o s 2 2IRS t lowp a ss S t S t g t t f ??? ? ? ?????? ? ? ? ??? ?????? ???? 22112222c os 2 2 R f v f RvRttc c c c? ????????????? ? ? ????????????? ? ?cos??? . (35) 由式 35 可以看出，在不考慮噪聲的情況下，基帶信號應(yīng)為一個(gè)近似的余弦信號，實(shí)際上雷達(dá)接收到的信號除了含有目標(biāo)信息之外還有來 自海雜波、電離層、雷達(dá)接收機(jī)內(nèi)部噪聲的影響，圖 33 所示為加入了噪聲的基帶信號。為了便于顯示，在圖 32 所示的回波信號處加入高斯噪聲，調(diào)整信噪比為 20dB ，并在 A/D 轉(zhuǎn)換后做了抽取處理。 距離信息的提取 對 ?? 求導(dǎo)可以得到基帶 ??ISt的瞬時(shí)頻率為： ? ? 121 2 42 d fvR v Rft d t c c c?? ? ???? ? ? ?， (36) 對于低速移動(dòng)的目標(biāo)， 1224fvR vRc c c???，于是有： ?? 2 Rft c? ??. (37) 對基帶信號進(jìn)行 A/D 采樣后經(jīng)過 M 點(diǎn) FFT 做距離變換，就可得到距離信息對應(yīng)的離距離譜： ? ? ? ?? ? 21c o s 2 2IR m F F T S t F F T t f??? ? ? ?????????? ? ? ?????????????， (38) 其中 m 為距離譜序列編號。 20 圖 33 加入噪聲的基帶信號 速度信息的提取 FMICW 為周期性發(fā)射的信號，對每一幀信號都可以得到一個(gè)距離普。將每個(gè)距離譜作為一行，則連續(xù) N 個(gè)距離譜可構(gòu)成一個(gè) NM? 的矩陣： ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?1 , 1 1 , 2 1 ,2 , 1 2 , 2 2 , 3, 1 , 2 ,R R R MR R RRR N R N R N M???????. 若目 標(biāo)存在速度時(shí)，距離譜必然存在變化，則第 n 次掃頻時(shí)目標(biāo)距離為： ? ?1nsR R v n T? ? ? 此時(shí)基帶信號相位為： 2211222222 n n nn R f v f R Rvttc c c c? ??????????? ? ? ?????????， (39) 當(dāng) 100N 時(shí)?？梢院雎砸恍┬〉南辔?，連續(xù)兩次掃頻的基帶信號之間的相位差為： 21 022sfv Tc?????? ????. (310) 式中 0f 為雷達(dá)的工作頻率。根據(jù)這個(gè)近似，對 R 矩陣中每一列再進(jìn)行一次 FFT 作為多普勒（ Doppler）變換，就可得到與速度信息對應(yīng)的 Do