【導(dǎo)讀】我國(guó)是全球最大的消費(fèi)類電子商品市場(chǎng)和生產(chǎn)基地，音頻功放的需求日益增。加，因此研究音頻功率放大器具有非常重要的意義。便攜式迅速發(fā)展，人們對(duì)音頻功率放大器的要求更加趨向于高效、節(jié)能和小型化。少、體積小、便于集成。致命缺點(diǎn)，而且發(fā)熱量大，不易解決散熱問(wèn)題。而D類放大器由于工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，作。為控制元件的晶體管本身消耗功率較低，所以功放的效率很高。80％以上，理論轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到100%。因此能極大地降低能源損耗，減小放大器體。在這個(gè)能源節(jié)約的時(shí)代，憑借其高效率、低功耗的特點(diǎn)，數(shù)字D類音頻功放正逐漸。取代傳統(tǒng)的模擬音頻功率放大器，并越來(lái)越受到人們的重視。

　　

【正文】 電壓信號(hào)的開(kāi)關(guān)電源相似。 圖 32 D類功率放大器框圖 圖 33 一般 D類放大器結(jié)構(gòu)圖 圖 33 是一般 D 類功放的結(jié)構(gòu)圖，它主要由 PWM 波產(chǎn)生電路、功率放大電路、濾波電路和負(fù)反饋電路四部分組成。圖 34 表示了 PWM 波形隨輸入信號(hào)的變化而變化。 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）報(bào)告用紙 第 21 頁(yè) 共 37 頁(yè) 圖 34 D類放大器波形圖 隨著脈沖調(diào)制放大電路技術(shù)的不斷發(fā)展，數(shù)字放大器的優(yōu)點(diǎn)日漸突出，因而越來(lái)越受到人 們的關(guān)注。脈沖調(diào)制型放大器的基本工作程序與原理為： （ 1） 把交流電轉(zhuǎn)換為直流電。 （ 2） 通過(guò)高速轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)精確控制系統(tǒng)，將模擬音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成 PWM 脈沖寬度調(diào)制信號(hào)，即一種高電壓高頻率的方波。轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)的工作頻率可以設(shè)定為數(shù)十千赫茲至數(shù)百千赫茲；方波的寬度則隨輸入模擬信號(hào)的大小而改變。 （ 3） PWM 信號(hào)即高頻方波最后通過(guò)低通濾波器把超高頻成分濾除，形成調(diào)制的音頻信號(hào)，最后用來(lái)驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器。此濾波器的截止頻率決定放大器頻寬響應(yīng)的高頻界限。此高頻界限隨著輸出負(fù)載的不同而不同，有些為 30kHz，有些則達(dá)到 40kHz左右。 采用脈寬調(diào)制后，音頻信號(hào)便成為一系列用“ 0”和“ l”表示的寬度可變的脈沖串，脈沖的寬度越寬，信號(hào)的幅度就越大。將這些脈寬調(diào)制的數(shù)據(jù)流去推動(dòng)功率放大器的常規(guī)輸出晶體管。由于受到脈寬調(diào)制數(shù)據(jù)流的作用，輸出晶體管將迅速地時(shí)而飽和導(dǎo)通工作，時(shí)而截止不工作。晶體管導(dǎo)通工作時(shí)間長(zhǎng)，信號(hào)幅度便越大，于是輸出晶體管為揚(yáng)聲器提供的電流也時(shí)而因管子導(dǎo)通而有電流流過(guò)，時(shí)而因管子截止而沒(méi)有電流流過(guò)，音頻信息便包含在這些接通、斷開(kāi)的周期過(guò)程中。脈沖串在由晶體管放大后，便由 LC 低通濾波器進(jìn)行平滑處理，從而恢復(fù)為原有的音樂(lè)波形。這時(shí)功 率的放大和 D／ A 的變換均在同一級(jí)中完成。 D 類放大技術(shù)基本上是一邊輸入加有三角波而另一邊輸入加有音頻信號(hào)的比較器，輸入信號(hào)可以是帶有或沒(méi)有反饋的數(shù)字或模擬信號(hào)。產(chǎn)生的 PWM 脈沖序列再送入功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管，揚(yáng)聲器起著濾波器的作用，將放大后的 PWM 信號(hào)轉(zhuǎn)換成人類耳朵可檢 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）報(bào)告用紙 第 22 頁(yè) 共 37 頁(yè) 測(cè)的模擬信號(hào)。模擬音頻信號(hào)進(jìn)入前置放大器放大后的信號(hào) inV ，與三角波發(fā)生器產(chǎn)生的三角波 mV 進(jìn)入比較器進(jìn)行比較。當(dāng) inV mV 時(shí)，比較器輸出高電平，反之，輸出低電平。這樣把輸入信號(hào)的大小轉(zhuǎn)變?yōu)檩敵雒}沖的寬窄，相當(dāng)于用輸入信號(hào) inV 去調(diào)制載波mV ，從而形成占空比隨輸入信號(hào)幅度變化的輸出調(diào)制波 dV ，即 PWM 技術(shù)。 脈寬調(diào)制電路將直接影響音頻功率放大器的性能指標(biāo)。對(duì)于高頻載波三角波信號(hào)，為了減小輸出音頻信號(hào)的非線性失真，要求三角波信號(hào)的兩個(gè)斜邊對(duì)稱且具有高的線性度。對(duì)于載波 頻率的要求，理論分析表明，載波頻率越高，功率放大器的輸出高頻干擾越容易濾除，輸出波形失真也越?。坏β史糯笃鞯拈_(kāi)關(guān)頻率也升高，這將大大增加開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)損耗，造成功率放大器的效率下降。因此，一般載波信號(hào) (三角波 )的頻率和調(diào)制信號(hào) (取正弦波 )的頻率滿足如下關(guān)系： sf =(10～ 20) Tf 。其中， sf 為載波信號(hào)頻率， Tf 為 調(diào)制信號(hào)頻率。功率放大器的 通頻帶為 10kHZ，取三角波信號(hào)的頻率為 120kHz。 三角波發(fā)生器電路采用滯遲過(guò)零比較器加反相積分器組成的典型電路結(jié)構(gòu)，為了保證三角波在高頻輸出信號(hào)下的線性度及 PWM 脈沖信號(hào)邊沿的陡度，運(yùn)算放大器及電壓比較器均采用高速器件。 PWM 工作方式呈現(xiàn)出一定的缺點(diǎn)：首先， PWM 過(guò)程在許多實(shí)現(xiàn)中會(huì)增加固有的失真；其次， PWM 載波頻率的諧振在調(diào)幅 (AM)無(wú)線電波段內(nèi)會(huì)產(chǎn)生 EMI；最后， PWM脈寬在全調(diào)制附近非常小。這在大多數(shù)開(kāi)關(guān)輸出級(jí)柵極驅(qū)動(dòng)電路中會(huì)引起問(wèn)題，因?yàn)樗鼈兊尿?qū)動(dòng)能力受到限制，不能以重新產(chǎn)生幾納秒 (ns)短 脈寬所需要的極快速度適當(dāng)開(kāi)關(guān)。因此，在基于 PWM 的放大器中經(jīng)常達(dá)不到全調(diào)制，可達(dá)到的最大輸出功率要小于理論上的最大值，即只考慮電源電壓、晶體管導(dǎo)通電阻和揚(yáng)聲器阻抗的情況。 D 類放大器的較低的功率耗散可以為其省下冷卻裝置 (散熱器或者風(fēng)扇 )的成本和空間。 D 類集成電路放大器可以使用一個(gè)比線性放大器更小的、更便宜的封裝。在利用數(shù)字音頻信號(hào)源進(jìn)行播放時(shí)，模擬的線性放大器需要通過(guò)數(shù)模變換器來(lái)將音頻信號(hào)變換為模擬形式。模擬輸入的 D 類放大器也需要數(shù)模變換器，但數(shù)字輸入型電路可以有效地集成一個(gè) D／ A 轉(zhuǎn)換器功能。 另一方面，傳 統(tǒng) D 類放大器在成本上的主要缺點(diǎn)就在于它要使用 LC 濾波器。該元件 (特別是電感 )將占用電路板空間并增加成本。在大功率的放大器中，總的系統(tǒng)成本仍然具有競(jìng)爭(zhēng)力，因?yàn)樵诶鋮s裝置方面實(shí)現(xiàn)的極大的成本節(jié)約可以抵消 LC 濾波器的成本的增加。但是，在對(duì)成本敏感的、低功耗的應(yīng)用中，電感的成本是巨大的。在極端情況下，如手機(jī)用的低價(jià)位放大器，放大器 IC 的成本可能低于總的 LC 濾波器的成本。此外，即使不考慮成本， LC 濾波器所占用的電路板空間對(duì)于小外形尺寸的應(yīng)用來(lái)說(shuō)也是一個(gè)問(wèn)題。 4 電路系統(tǒng)方案設(shè)計(jì) 電路方案論證 根據(jù)設(shè)計(jì)要求 ，采用 D 類功率放大器。 D 類功率放大器是用音頻信號(hào)的幅度去線性 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）報(bào)告用紙 第 23 頁(yè) 共 37 頁(yè) 調(diào)制高頻脈沖的寬度，功率輸出管工作在高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，通過(guò) LC 低通濾波器后輸出音頻信號(hào)。由于輸出管工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，故具有極高的效率。理論上為 100％，實(shí)際電路也可達(dá)到 80％～ 95％。 圖 41 系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)框圖 （ 1） 脈寬調(diào)制器 (PWM) 方案一：可選用專用的脈寬調(diào)制集成塊，但通常有電源電壓等限制，不適用本設(shè)計(jì)要求。 方案二：采用圖 41 所示方式來(lái)實(shí)現(xiàn)。三角波產(chǎn)生器及比較器分別采用通用集 成電路，各部分的功能清晰，實(shí)現(xiàn)靈活，便于調(diào)試。若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作，故選用此方案。 （ 2） 高速開(kāi)關(guān)電路 ① 輸出方式 方案一：選用 H 橋型輸出方式 (電路如圖 42 所示 )。此方式可充分利用電源電壓，浮動(dòng)輸出載波的峰 峰值可達(dá) 10V，可以有效地提高可以輸出功率。 圖 42 H 橋式輸出 開(kāi)關(guān) 電路 方案二：選用推挽單端輸出方式 (電路如圖 43 所示 )。雖然電路輸出載波峰 峰值不會(huì)超過(guò)電源電壓，但最大輸出功率基本滿足該設(shè)計(jì)要求，且電路較簡(jiǎn)單可行，故選用此 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）報(bào)告用紙 第 24 頁(yè) 共 37 頁(yè) 方案。 圖 43 推挽單端輸出 開(kāi)關(guān)電 路 ② 開(kāi)關(guān)管的選擇。為提高功率放大器的效率和輸出功率，開(kāi)關(guān)管的選擇非常重要，對(duì)它的要求是高速、低導(dǎo)通電阻、低損耗。 方案一：選用晶體三極管、 IGBT 管。晶體三極管需要較大的驅(qū)動(dòng)電流，并存在儲(chǔ)存時(shí)間，開(kāi)關(guān)特性不夠好，使整個(gè)功放的靜態(tài)損耗及開(kāi)關(guān)過(guò)程中的損耗較大； IGBT 管的最大缺點(diǎn)是導(dǎo)通壓降太大。 方案二：選用 VMMOSFET 管。 VMOSFET 管具有較小的驅(qū)動(dòng)電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開(kāi)關(guān)特性，故選用高速 VMOSFET 管。 ③ 濾波器的選擇 方案一：采用兩個(gè)相同的二階 Butterworth 低通濾波器。缺點(diǎn)是負(fù)載上 的高頻載波電壓得不到充分衰減。 方案二：采用兩個(gè)相同的四階 Butterworth 低通濾波器，在保證 20kHz 頻帶的前提下使負(fù)載上的高頻載波電壓進(jìn)一步得到衰減。 主要電路工作原理 設(shè)計(jì) 與 分析 一般的脈寬調(diào)制 D 類功放的原理方框圖如下圖 44 所示。圖 45 為工作波形，其中(a)為輸入信號(hào)； (b)為鋸齒波與輸入信號(hào)進(jìn)行比較的波形； (c)為調(diào)制器輸出的脈沖 (調(diào)寬脈沖 )； (d)為功率放大器放大后的調(diào)寬脈沖； (e)為低通濾波后的放大信號(hào)。 圖 44 D類放大器工作原理 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）報(bào)告用紙 第 25 頁(yè) 共 37 頁(yè) 圖 45 D類放大器的工作波形示意圖 脈寬調(diào)制 電路 ①三角波產(chǎn)生電路。該電路采用 NE5532 來(lái)實(shí)現(xiàn) (電路如圖 46 所示 )。 NE5532 不僅具有較寬的頻帶 和轉(zhuǎn)換速率（擺率） ，而且可以在較低的電壓下滿幅輸出，既保證能產(chǎn)生線性良好的三角波，而且可使功放在低電壓下正常工作的要求。 工作頻率的確定主要從兩個(gè)方面考慮，一方面，作為載波的三角波的工作頻率越高越有利于提高調(diào)制信號(hào)中的基波分量，而調(diào)制信號(hào)中基波分量的多少將直接影響著功率放大器的效率高低；另一方面，考慮到器件中電平轉(zhuǎn)換的時(shí)間延遲，較高頻率的三角波也是較難做到的。 載波頻率的選定既要考慮抽樣定 理，又要考慮電路的實(shí)現(xiàn)，選擇 150 kHz的載波，使用四階 Butterworth LC 濾波器，輸出端對(duì)載頻的衰減大于 60dB， 能夠滿足 要求，所以選用載波頻率為 150 kHz。 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）報(bào)告用紙 第 26 頁(yè) 共 37 頁(yè) R12 0 kR22 0 kR31 0 kR41 0 k R62 2 0 k32184U t1 AN E 5 5 3 2567U t1 BN E 5 5 3 2C2 0 0 p+ 5 V 圖 46 三角波產(chǎn)生電路 ② 比較器。 選用 LM311 精密、高速比較器，電路如圖 47 所示，因供電為 5V 電源， 為給 V+=V提供 的靜態(tài)電位，取 R12=R15， R13=R14， 4 個(gè)電阻均取 10 kΩ。由于三角波 Vpp=2V，所以要求音頻信號(hào)的 Vpp 不能大于 2V，否則會(huì)使功放產(chǎn)生失真。 32184U 3 AL M 3 1 1567U 3 BL M 3 1 11122R 1 21 0 k1122R 1 31 0 k1122R 1 41 0 k1122R 1 51 0 k1122R 1 61k1122C81u 5 V+ 5 V+ 5 V音頻信號(hào)輸入三角波信號(hào) P W M 輸出 圖 47 比較器電路 前置放大器電路 前置放大器電路 如圖 48 所示。當(dāng)功放輸出的最大不失真功率為 1W 時(shí)，其 8Ω上的電壓 PPV? =8V，此時(shí)送給比較器音頻信號(hào)的 PPV? 值應(yīng)為 2V，則功放的最大增益約為 4（實(shí)際上，功放的最大不失真功率要略大于 1W，其電壓增益要略大于 4）。因此必須對(duì)輸入的音頻信號(hào)進(jìn)行前置放大，其增益應(yīng)大于 5。 前放仍采用具有較寬的頻帶和轉(zhuǎn)換速率的 NE5532,保證了比較器的比較精度 ，并且通過(guò) NE5532 的反饋，可以調(diào) 節(jié)音頻的高音、中音和低音。雖然效果不是非常理想，但是基本上能夠反映出調(diào)節(jié)的能力，通過(guò)設(shè) 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）報(bào)告用紙 第 27 頁(yè) 共 37 頁(yè) 置，可以使前置放大的增益達(dá)到 8 左右。如果不采用高音、中音和低音的設(shè)置，可直接將 NE5532 的增益設(shè)置為 10 左右，滿足前置放大的要求。 R41KR51KR71 8 KR 1 01 0 KR 2 02 2 KR 1 11 0 KR81 8 kC42 2 nC50 . 1 uC31 0 0 0C22 2 0 0R61kW35 0 KW25 0 KW15 0 KR31 0 0 KC61 0 P32184U 1 AN E 5 5 3 2567U 1 BN E 5 5 3 2R24 7 KR11KC12 2 0 P1 2 3UR 1 21KC71uR41KR51KR71 8 KR 1 01 0 KR 2 02 2 KR 1 11 0 KR81 8 kC42 2 nC50 . 1 uC31 0 0 0C22 2 0 0R61kW35 0 KW25 0 KW15 0 KR31 0 0 KC61 0 P32184U 1 AN E 5 5 3 2567U 1 BN E 5 5 3 2R24 7 KR11KC12 2 0 PR 1 21KC71u123I