【導(dǎo)讀】D類音頻功率放大器具有高效、節(jié)能、數(shù)字化、體積小、重量輕的特點(diǎn)，適應(yīng)便攜設(shè)備高效節(jié)能的客觀需求，從而在音頻模擬集成領(lǐng)域具有很大的優(yōu)勢。本文通過分析基于CMOS工藝的D類音頻功率放大器的構(gòu)成、驅(qū)動(dòng)實(shí)現(xiàn)、性噪比、失真度等方面的特性來進(jìn)行電路的設(shè)計(jì)。本課題的研究目標(biāo)是設(shè)計(jì)一種用于移動(dòng)設(shè)備的D類放大器，既能提供高效率又能實(shí)現(xiàn)高音頻性能。通過查閱大量中外文獻(xiàn)，本文詳細(xì)闡述了各種功率放大器的原理和特點(diǎn)，并對比分析各自的優(yōu)缺點(diǎn)，在此基礎(chǔ)上提出了本文所研究的基于SCOM結(jié)構(gòu)的D類音頻功率放大器，并詳細(xì)介紹了其工作原理。SCOM系統(tǒng)由兩個(gè)COM系統(tǒng)和一個(gè)同步模塊組成。同步塊使兩個(gè)COM系統(tǒng)在高頻相位確保精確的雙邊三電平調(diào)制技術(shù)，而微分結(jié)構(gòu)確保兩個(gè)COM系統(tǒng)處于1800的低頻相位，在揚(yáng)聲器負(fù)載上獲得最大的電壓擺幅。SCOM結(jié)構(gòu)采用了無濾波調(diào)制的方式，減小了芯片面積。采用2～10f2+10p．H的揚(yáng)聲器負(fù)載模型，在反復(fù)計(jì)算調(diào)試的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)SCOM系統(tǒng)電路圖。

　　

【正文】 差分輸入級電路結(jié)構(gòu) 圖31給出了幾種常見的差分輸入級結(jié)構(gòu)，圖(a)是一個(gè)差分對和簡單電流鏡 組成的基本差分輸入級，(b)和(c)是cascode結(jié)構(gòu)的差分輸入級，其中(c)是(b)的低電壓形式。圖31 差分輸入級電路結(jié)構(gòu)選擇對于(a)結(jié)構(gòu)，由于其跨導(dǎo)和輸出阻抗十分有限，不容易獲得較高的電壓增益。如果要獲得高增益，結(jié)構(gòu)的總面積就會很大(提高輸出阻抗就要增加MOS管溝道長度；提高跨導(dǎo)就要增大寬長比)，這樣運(yùn)放的頻率特性就會大受影響。(b)的cascode結(jié)構(gòu)通過增加MOS管使輸出阻抗大幅度提高，因此可以在面積較小的條件下取得很高的增益，同時(shí)由于采用了匹配精度較高的cascode電流鏡，提高了共模抑制比，但是由于MOS管級數(shù)較多，使其輸出電壓擺幅受到很大限制。結(jié)構(gòu)(c)是對(b)的改進(jìn)，在繼承(b)結(jié)構(gòu)優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)，提高了輸出電壓擺幅?？紤]到這是運(yùn)放的第一級，對輸出電壓擺幅要求不高，因此主要從增益角度出發(fā)，決定采用cascode結(jié)構(gòu)的差分輸入級(c)。3．2．2 雙端變單端電路結(jié)構(gòu) 由于本文運(yùn)放為兩級運(yùn)放，因此雙端變單端既可以出現(xiàn)在第二級輸出級，又可以出現(xiàn)在第一級差分輸入級，分別如圖(a)和(b)所示。 從圖中可以看出，由于結(jié)構(gòu)(a)比結(jié)構(gòu)(b)多了一路與輸出級相同的電流，因此該結(jié)構(gòu)的功耗較大。通常我們會要求輸出級電流較大，以提供一定的負(fù)載驅(qū)動(dòng)能力，如果增加一路相同的大電流而又不能有效利用，那么除了可能會超出功耗指標(biāo)外，更重要的是造成了效率的浪費(fèi)，雖然結(jié)構(gòu)(a)的兩級都是差分輸入，其共模抑制比等性能具有一定的優(yōu)勢，但是在本設(shè)計(jì)中決定采用結(jié)構(gòu)(b)，即雙端變單端出現(xiàn)在第一級。圖3．2雙端變單端電路比較3．2．3 輸出級電路結(jié)構(gòu)普通共源放大級能提供較高的增益，而且結(jié)構(gòu)簡單、易于設(shè)計(jì)和調(diào)整。經(jīng)綜合考慮，決定采用共源放大結(jié)構(gòu)作為輸出級，如圖3．3所示圖3．3輸出級電路結(jié)構(gòu) 3．2．4 本文運(yùn)放電路設(shè)計(jì)上面從功耗、增益、輸出電壓擺幅、電源抑制比等角度出發(fā)，對一些常見運(yùn)放的基本結(jié)構(gòu)進(jìn)行了比較，最終確定了運(yùn)放的基本結(jié)構(gòu)。然而實(shí)際的運(yùn)放結(jié)構(gòu)不僅僅是這些，還應(yīng)該包括頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和偏置電路等。為了使運(yùn)放獲得較為穩(wěn)定的工作狀態(tài)，決定采用外部輸入偏置電流的偏置方式。這樣就得到了運(yùn)放電路的整體電路結(jié)構(gòu)，如圖3．4所示。兩級運(yùn)放的電壓增益Al，A2分別為 總的電壓增益為 運(yùn)算放大器常常被用于帶有負(fù)反饋的系統(tǒng)中，例如可以用在單位緩沖器中，起到阻抗變換的作用。根據(jù)線性系統(tǒng)理論，一個(gè)負(fù)反饋系統(tǒng)如果要穩(wěn)定，要求它的開環(huán)相位裕度一般大于600。但是在兩級放大器級聯(lián)運(yùn)放結(jié)構(gòu)中，在兩級放大器的輸出端都有可能產(chǎn)生較低頻的極點(diǎn)，因此需要頻率補(bǔ)償。通常補(bǔ)償?shù)姆绞绞遣?用米勒補(bǔ)償或帶調(diào)零點(diǎn)電阻的米勒補(bǔ)償。這里為了簡單，直接采用帶調(diào)零電阻的米勒補(bǔ)償。由于需要滿足600相位裕度的要求，通過理論計(jì)算可知，次極點(diǎn)要求在單位增益帶寬外2．2倍以上。如果輸出極點(diǎn)為次極點(diǎn)，頻率絕對值大小為圖34兩級折疊共源共柵運(yùn)算放大器單位增益帶寬為 本文的調(diào)零電阻由一個(gè)柵極接電源電壓的NMOS來實(shí)現(xiàn)。將零點(diǎn)移動(dòng)到左半平面，并且和輸出極點(diǎn)相抵消，那么要求滿足以下關(guān)系 由于電阻在制造的時(shí)候會發(fā)生很大的偏差，因此實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)很少用Rm產(chǎn)生的左半面來抵消極點(diǎn)，而是盡量將這個(gè)極點(diǎn)放在高頻，從而減小其對環(huán)路的影響。3．2．5 偏置電路的設(shè)計(jì) 圖35中，Lref是由外部引入的基準(zhǔn)電流，Mbl2和Mb5采用二極管連接，以產(chǎn)生共源共柵管的柵壓。Mbl4和Mb7用來產(chǎn)生NMOS和PMOS電流鏡管的柵壓。圖35 偏置電路3．3運(yùn)算放大器的仿真本設(shè)計(jì)采用Cadence軟件的Spectre工具進(jìn)行電路設(shè)計(jì)與仿真，采用TSMC0．18um CMOS工藝，電源電壓3．3V。3．3．1 幅頻和相頻特性 直流開環(huán)增益：低頻工作時(shí)，運(yùn)放的開環(huán)放大倍數(shù)； 增益帶寬積：增益帶寬積AOLxf是一個(gè)常量，定義在開環(huán)增益隨頻率變化的 特性曲線中以20dB／十倍頻程滾降的區(qū)域。 相位裕度：為保證運(yùn)放工作的穩(wěn)定性，當(dāng)增益下降到0dB時(shí)，相位的移動(dòng)應(yīng)小于1800，一般取余量應(yīng)大于600，即相位的移動(dòng)應(yīng)小于1200； 增益裕度：為保證運(yùn)放的穩(wěn)定性，除相位裕度外，還應(yīng)保證相位移動(dòng)達(dá)到1800 時(shí)，增益要小于0dB，一般要有10dB的裕量，即當(dāng)相位移動(dòng)達(dá)到1800時(shí)，增益要 小于10dB。運(yùn)放連接成如圖36所示結(jié)構(gòu)，在正輸入端加交流小信號，作AC分析，仿真結(jié)果如圖37所示。圖36幅頻與相頻特性測試電路圖37運(yùn)算放大器的幅頻和相頻特性由圖37可以得到，運(yùn)放在負(fù)載電容為2PF時(shí)的開環(huán)增益為99．96dB，單位增益帶寬為283．7MHz，相位裕度為60．1度，達(dá)到設(shè)計(jì)要求的指標(biāo)。3．3．2 電源電壓抑制比(PSRR) 電源電壓抑制比的定義為：從輸入到輸出的增益除以從電源到輸出的增益。在集成電路設(shè)計(jì)中，電源噪聲串?dāng)_是一個(gè)比較常見的問題，電源線中的噪聲會影響到運(yùn)放的輸出，因此對這些噪聲的抑制能力也是運(yùn)放的一項(xiàng)重要指標(biāo)。仿真時(shí)將電源電壓設(shè)置為AC源，進(jìn)行AC分析。電路結(jié)構(gòu)如圖3．8所示。圖38運(yùn)放電源電壓抑制比測試電路圖39運(yùn)放的電源電壓抑制比特性曲線電源電壓抑制比的仿真曲線如圖39所示，它給出的實(shí)際上是電源電壓抑制比的倒數(shù)。從圖中可以看出，在低頻時(shí)電源電壓抑制比為79．57dB，在頻率為1MHz時(shí)電源電壓抑制比下降至43dB。3．3．3 共模抑制比(CMRR) 共模抑制比(CMRR)為差模電壓增益與共模電壓增益之比，并用對數(shù)表示。CMRR越大，運(yùn)放對稱性越好。Vin取幅度為1V且偏置于共模電平1．65V上的交 流電壓源。對電路做AC分析，如圖310所示。圖310運(yùn)放CMRR測試電路圖31l運(yùn)放的CMRR特性曲線運(yùn)放共模抑制比AC特性的仿真曲線如圖311所示。它實(shí)際給出的是共模抑制比的倒數(shù)。可知低頻時(shí)的共模抑制比為79．59dB。3．3．4 噪聲分析運(yùn)放的噪聲包括電路元件所產(chǎn)生的熱噪聲、散粒噪聲和閃爍噪聲的總和。電路圖和開環(huán)增益的測試電路相同，只是在Spectre里做Noise分析。分析結(jié)果如圖312，從圖中可以看出等效輸入噪聲為11．2NnV／√Hz。圖312運(yùn)放噪聲分析結(jié)果3．3．5 輸入失調(diào)電壓 在運(yùn)放中，當(dāng)輸入信號為零時(shí)，由于輸入級的差分對不匹配及電路本身的偏差，使得輸出不為零，而為一較小值，該值為輸出失調(diào)電壓，折算到輸入級即為 輸入失調(diào)電壓。運(yùn)放負(fù)輸入端接共模電平1．65V，正輸入端接直流掃描電壓Vin，仿真電路如圖313所示。圖313輸入失調(diào)電壓測試電路圖314輸入失調(diào)電壓仿真圖 仿真曲線如圖314，可以看出系統(tǒng)輸入失調(diào)電壓為0．003V。3．3．6 輸入共模范圍 對理想運(yùn)放，當(dāng)輸入共模電壓時(shí)，輸出應(yīng)為零，而對實(shí)際運(yùn)放，輸入共模電壓時(shí)，輸出不為零，當(dāng)共模電壓超過一定值時(shí)，運(yùn)放不能再對差模信號進(jìn)行正常 放大。在正向共模電壓不斷增大時(shí)，使得共模抑制比下降6dB時(shí)的共模電壓為正向共模電壓，同理，反之為負(fù)向共模電壓，則輸入共模范圍為：負(fù)向共模電壓～正向共模電壓。仿真電路如圖315所示。圖315輸入共模范圍測試電路圖316輸入共模范圍仿真曲線圖3．16為輸入共模范圍仿真曲線，圖中虛線是輸入電壓，實(shí)線是輸出電壓， 輸出曲線的直線部分所對應(yīng)的輸入電壓就是運(yùn)放的輸入共模范圍從仿真曲線可知其值349．3uV2．05 1V。3．3．7 輸出動(dòng)態(tài)范圍輸出動(dòng)態(tài)范圍是在額定的電源電壓和額定的負(fù)載情況下，運(yùn)放可提供的沒有明顯失真的最大輸出電壓范圍。將運(yùn)算放大器連成增益為0．1的形式，正輸入端加1．65V的共模電壓，負(fù)輸入端加直流掃描電壓，電路如圖3．17所示。圖317輸出電壓擺幅測試電路318輸出電壓擺幅仿真圖，對電路進(jìn)行DC分析：觀察輸出端波形，測試輸出電壓的線性跟蹤范圍,仿真曲線如圖3．18所示，信號無明顯失真的動(dòng)態(tài)范圍是190．9mV～3．1l 8V。3．3．8 總諧波失真由于電路的彌散性，使得單頻信號經(jīng)過系統(tǒng)之后，不再是純單頻，而且包含 了單頻的各次諧波成分。當(dāng)只給運(yùn)放做THD分析時(shí)，可以將運(yùn)放接成跟隨器或增益為0．1的形式，然后在輸入端加上峰．峰值為100mV的差分信號。對輸入單頻信號進(jìn)行瞬態(tài)分析，對輸出電壓求得THD，時(shí)間為一個(gè)周期。電路結(jié)構(gòu)如圖3．19所示。圖319總諧波失真測試電路 仿真結(jié)果如圖3．20，使用“Calculatour里提供的函數(shù)“thd”得到其總的諧 波失真為0．03％。圖320總諧波失真仿真結(jié)果3．3．9 轉(zhuǎn)換速率、建立時(shí)間 轉(zhuǎn)換速率為運(yùn)放輸出電壓對時(shí)間的變化率。在測試時(shí)取最大值。 建立時(shí)間是表示運(yùn)放在大信號工作時(shí)性能的一個(gè)參數(shù)，是指運(yùn)放接跟隨器時(shí)輸入階躍大信號，輸出電壓從開始響應(yīng)到穩(wěn)定值為止的時(shí)間。 仿真電路如圖3．21，Vin為電壓階躍大信號，階躍幅度為1．65V，進(jìn)行瞬態(tài)分 析，仿真結(jié)果如圖3．22所示。圖32l轉(zhuǎn)換速率測試電路圖322建立時(shí)間仿真圖圖323轉(zhuǎn)換速率仿真圖圖323是圖322的局部放大，可以得到運(yùn)放的建立時(shí)間為12．84ns，上升沿的轉(zhuǎn)換速率為246．3V／us，下降沿的轉(zhuǎn)換速率為269．3V/us。3．3．10 輸出阻抗輸出阻抗是指運(yùn)放閉環(huán)應(yīng)用時(shí)的輸出阻抗，如果把閉環(huán)系統(tǒng)作為一個(gè)電壓源來看，則輸出阻抗即為該電壓源的源電阻。仿真電路如圖324。仿真時(shí)，對輸出 電流源進(jìn)行交流分析，測試輸出電壓的波形，即為輸出阻抗的頻率曲線。圖324輸出阻抗測試電路圖325運(yùn)放的輸出阻抗 由仿真圖可知，在低頻時(shí)運(yùn)放的輸出阻抗為52．55mf2，當(dāng)頻率達(dá)到2MHz時(shí)，輸出阻抗增大到1．106歐。3．3．1 1 靜態(tài)功耗 在本設(shè)計(jì)中，運(yùn)放的功耗是一個(gè)很重要的參數(shù)，在仿真得出靜態(tài)電流就可以計(jì)算出運(yùn)放的靜態(tài)功耗。通過直流分析得出運(yùn)放的總電流為2．46mA，則運(yùn)放的總功耗為：經(jīng)過反復(fù)調(diào)試和仿真，得到運(yùn)放的性能總結(jié)為表31，各項(xiàng)指標(biāo)基本滿足設(shè)計(jì)要求。表31運(yùn)算放大器性能指標(biāo)3．4 本章小結(jié)本章介紹了運(yùn)算放大器的工作原理，在對比分析各種結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上確定了本 文運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)方案，并完成了兩級折疊共源共柵運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)及仿真， 結(jié)果達(dá)到了良好的性能指標(biāo)，滿足SCOM結(jié)構(gòu)對運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)要求。4比較器設(shè)計(jì)及仿真比較器是整個(gè)功放電路中又一個(gè)非常重要的模塊，它的指標(biāo)直接影響SCOM結(jié)構(gòu)的性能，本設(shè)計(jì)中的比較器是將運(yùn)放輸出的模擬信號與一個(gè)電壓值進(jìn)行比較， 并輸出一個(gè)數(shù)字信號。本設(shè)計(jì)要求比較器具有較高的速度，以降低SCOM的THD。4．1比較器工作原理 電壓比較器的功能是將一個(gè)輸入端的信號電壓瞬時(shí)值與另一個(gè)輸入端的基準(zhǔn) 電壓進(jìn)行比較，根據(jù)信號電壓大于或小于基準(zhǔn)電壓而在輸出端產(chǎn)生數(shù)字“0”或“1 電平。它在數(shù)／模轉(zhuǎn)換電路中是關(guān)鍵的元件，其精度和速度限制了數(shù)／模轉(zhuǎn)換器的分 辨率和轉(zhuǎn)換速率。 電壓比較器通常用于開環(huán)狀態(tài)，因此不需要頻率補(bǔ)償。它有一個(gè)高增益差分 輸入級和一個(gè)單端輸出放大器組成。與運(yùn)算放大器相比，電壓比較器對輸入阻抗、 電壓增益和輸出電壓擺幅的要求較低。比較器的主要參數(shù)為響應(yīng)時(shí)間及精度，響應(yīng)時(shí)間是從輸入一個(gè)階躍信號到輸 出相應(yīng)邏輯態(tài)的閾值所需要的時(shí)間間隔。它表達(dá)了比較器的速度性能。為實(shí)現(xiàn)短 的吸納供應(yīng)時(shí)間，比較器應(yīng)有高速、高增益的差分輸入級。比較器的精度就是能 分辨的輸入信號與基準(zhǔn)電壓的最小差值。這個(gè)參數(shù)由比較器的失調(diào)電壓決定。對于比較器的分析，需要從靜態(tài)特性和動(dòng)態(tài)特性兩方面進(jìn)行考慮。 比較器的靜態(tài)特性分析主要是利用壓控電壓源(VCVS)來對比較器的靜態(tài)特性進(jìn)行建模。對于二進(jìn)制比較器的一階建模與通常的運(yùn)放建模相似，圖41即比較器的一階模型。圖4．2為比較器的傳輸曲線，根據(jù)圖4．2可以得到比較器的一階模型 的增益為： 其中，V1h和Vu是輸出分別達(dá)到上限和下限所需的輸入電壓差VpVn。這種輸 入變化稱為比較器的精度。由式(41)可知，比較器的增益是描述比較器工作的重要特性，因?yàn)樗x了輸出能夠在兩個(gè)二進(jìn)制狀態(tài)之間改變所需的最小的輸入變化量，即比較器的精度。