【正文】 狀態(tài)在串聯(lián)電池組對外負載實施放電操作的過程中，當(dāng)微處理器1IC5（P87C591）、將發(fā)出持續(xù)的串聯(lián)電池組放電即將結(jié)束的報警信號，當(dāng)微處理器1IC5（P87C591），將發(fā)出停止放電控制信號。所述的放電驅(qū)動子系統(tǒng)3包括放電選通單元7和放電驅(qū)動單元8。放電選通單元7包括2片16選1譯碼器3IC8（74HC154）、3IC9（74HC154）及16個D型觸發(fā)器3IC10～3IC17（74HC74），放電選通單元7用以定位、啟動、鎖定放電驅(qū)動單元8中的16個獨立放電驅(qū)動電路；放電選通單元7輸出的16個控制信號與放電驅(qū)動單元8所包括的16個獨立放電驅(qū)動電路的輸入一一對應(yīng)連接；其中：譯碼器3IC8（74HC154）用于對選中的D型觸發(fā)器置位，譯碼器3IC9（74HC154）用于對該D型觸發(fā)器復(fù)位。假定系統(tǒng)處于第一階段充電狀態(tài)，微處理器單元6向放電選通單元7的譯碼器3IC8（74HC154）送出4位地址編碼和片選信號ST，片選信號ST還經(jīng)反相器3IC18:A（74HC04）反相后，用以禁止譯碼器3IC9（74HC154）對D型觸發(fā)器復(fù)位；于是，被譯碼器3IC8（74HC154）選中的D型觸發(fā)器置位，該D型觸發(fā)器的輸出Q端向?qū)?yīng)的放電驅(qū)動電路的選通輸入端送出門控信號，該放電驅(qū)動電路在分頻器2IC10（74HC161）送來的5KHz脈沖信號的選通下，對相應(yīng)的單體電池執(zhí)行均衡放電操作。，16選1譯碼器3IC9（74HC154）被選中，其輸出對相應(yīng)的D型觸發(fā)器執(zhí)行復(fù)位，終止該放電驅(qū)動電路對該單體電池的均衡放電操作。由于微處理器單元6對串聯(lián)電池組中各單體電池是循環(huán)采樣及處理的，在下一周期的循環(huán)采樣中，若上述通道所對應(yīng)的單體電池仍未退出均衡放電電壓值，則繼續(xù)執(zhí)行放電操作。所述的放電驅(qū)動子系統(tǒng)3的放電驅(qū)動單元8由16個獨立放電驅(qū)動電路組成，該16個獨立的放電驅(qū)動電路由 “與”邏輯選通集成電路3IC4～3IC7（74HC08）、邏輯反相器3IC1～3IC3（74HC04）、晶體管3BG1～3BG3脈沖變壓器3T1～3T1放電功率場效應(yīng)晶體管3M1～3M16（IRF540）構(gòu)成，并分別被被編號為FDFD2……、FD16，它們的輸出分別對應(yīng)連接到編號BTBT2……、BT16的單體電池。由圖2A、2B顯見，這是一種圖騰柱結(jié)構(gòu)的驅(qū)動電路；放電驅(qū)動單元8的任務(wù)是對需要實施均衡放電操作的單個或多個單體電池執(zhí)行均衡放電操作。由于對串聯(lián)電池組各單體電池實行獨立操作同樣需要面對多個參考電位的問題，本發(fā)明采用脈沖變壓器來實現(xiàn)隔離傳輸，脈沖變壓器的作用是完成電位隔離及升壓驅(qū)動。為了解決脈沖變壓器無法傳遞高占空比或直流信號的局限性，本發(fā)明利用移相諧振控制器2IC1（UCC3895）所產(chǎn)生的重復(fù)振蕩頻率為80KHz的連續(xù)脈沖信號經(jīng)分頻器2IC10（74HC161）16分頻后得到的5 KHz VP信號，該VP信號經(jīng)反相器3IC18:C～F（74HC04）驅(qū)動，并結(jié)合放電選通單元7的門控信號被實施邏輯與操作，其后形成的復(fù)合信號觸發(fā)放電驅(qū)動電路，從而有效地解決了脈沖變壓器傳輸高占空比或直流信號的局限性。5KHz VP信號繼續(xù)被2IC13（74HC4020）實施212分頻，TIM信號作為微處理器1IC5（P87C591）的T0計數(shù)/定時器的外時標源。在以大電流對串聯(lián)電池組充電的場合，較小的均衡放電電流事實上很難達到均衡的目的，本發(fā)明采用高達20安培、占空比為50℅、重復(fù)頻率為5KHz的大電流均衡放電，并通過下述措施實現(xiàn)：放電功率場效應(yīng)晶體管3M1～3M16采用IRF540，，IRF540被觸發(fā)，放電電流近似20安培。放電電阻采用TDH35型，該系列電阻的額定耗散功率為35瓦，由于放電驅(qū)動信號的占空比是50℅、重復(fù)頻率為5KHz的脈沖，流過放電電阻的電流不是平均電流，因此TDH35系列的放電電阻是可以承受20安培的脈沖電流的。放電驅(qū)動電路沒有直接采用移相諧振控制器2IC1（UCC3895）產(chǎn)生的80KHz脈沖信號作為放電驅(qū)動電路的選通信號，其原因在于：采用高頻脈沖串在電池充電過程中對之均衡放電不會對電池帶來負面影響，利用UCC3895移相諧振控制器的外同步端輸出的80KHz窄脈沖作為放電信號，尤其適用于鉛酸電池的應(yīng)用場合，因為在鉛酸電池的充電過程中，以高頻窄脈沖驅(qū)動負脈沖放電對鉛酸電池的防硫化具有極好的效果；然而，在一個串聯(lián)電池組的充電進程中，存在同時對相當(dāng)數(shù)量的單體電池實行與高頻變換器主振頻率相同的均衡放電操作的可能性，無疑會對高頻變換器的穩(wěn)定性和負載調(diào)整率帶來較大的壓力，因此降頻利用移相諧振控制器2IC1（UCC3895）輸出的80KHz脈沖信號作為復(fù)合均衡放電信號，是一種技術(shù)性權(quán)衡。 所述的輔助供電子系統(tǒng)4由ACDC變換單元12和DCDC變換單元13組成，請參閱圖2C。系統(tǒng)處于充電狀態(tài)時，全系統(tǒng)的工作電源由交流工網(wǎng)變換而得，反之，系統(tǒng)處于放電狀態(tài)時，由串聯(lián)電池組提供直流電源經(jīng)DCDC變換單元13而得。所述的ACDC變換單元12由單片開關(guān)電源控制器4IC1（TOP248）、光耦合器OP1（LTV817A）、變壓器4T二極管4D1（BYV26C）、4D2（FR207）、4D3（SB3100）、4D4（1N4148）、4D5（FR207）、4D6（1N4148）、穩(wěn)壓管4W1（P6KE200）、4W2（22V）、4W3（22V）、4W4（22V）、電解電容4E1~ 4E電容4C1～ 4C電阻4R1～4R電感4L1～4L2等組成；交流工網(wǎng)220伏輸入經(jīng)整流濾波后得到的+310伏直流高壓被分別提供給ACDC變換單元12和充電控制子系統(tǒng)2，ACDC變換單元12將輸入的+310伏直流高壓變換為+68伏和+15A伏輸出；，因此，在充電狀態(tài)時，ACDC變換單元12輸出的68伏直流輔助供電電源恰好可以通過防反充二極管4D5（FR207）將串聯(lián)電池組的端電壓封鎖住，由此，在充電狀態(tài)時系統(tǒng)的輔助供電將全部由工網(wǎng)電源通過變換獲得；當(dāng)系統(tǒng)處于放電狀態(tài)時，防反充二極管4D5導(dǎo)通，串聯(lián)電池組被接入到DCDC變換單元13的輸入端，此時充電子系統(tǒng)是不工作的，因此不再需要+15A伏電源。所述的DCDC變換單元13用以變換輸出+5V、和5V直流電源，為除了充電控制子系統(tǒng)2以外的其它子系統(tǒng)提供工作電源。所述的DCDC變換單元13由單片DCDC開關(guān)電源控制器4IC2（DPA426）、光耦合器OP2（LTV817A）、變壓器4T二極管4D7（FR257）、4D8（SB3100）、4D9（SB3100）、4D10（1N4148）、4D11（1N4148）、穩(wěn)壓管4W5（P6KE100）、電解電容4E8 ~ 4E1電容4C6～4C電阻4R6～4R1電感4L3～4L5等組成。請參閱圖2B。所述的充電控制子系統(tǒng)2包括工網(wǎng)輸入單元1移相諧振全橋變換器單元模式控制單元9。所述的工網(wǎng)輸入單元11的輸入與220伏交流電網(wǎng)連接，其輸出與移相諧振全橋變換器單元10和輔助供電子系統(tǒng)4的輸入順序連接。工網(wǎng)輸入單元11用以對輸入的交流工網(wǎng)電源進行整流和平滑濾波，為移相諧振全橋變換器單元10和輔助供電子系統(tǒng)4提供高壓直流電源。所述的工網(wǎng)輸入單元11由快速熔斷器2F壓敏電阻2R傍路電容2C2C2C共模電感2L橋式整流器2B平滑電容2E1～2E4構(gòu)成；其中，壓敏電阻2R1用以抗雷擊，高頻傍路電容2C2C2C共模電感2L用以抑制工網(wǎng)和移相諧振全橋變換器單元輔助供電子系統(tǒng)4之間的電磁交擾，橋式整流器2B1用以將交流電源整流成高壓直流電源，平滑電容2E1～2E4用以濾除直流紋波。所述的移相諧振全橋變換器單元10設(shè)計輸出功率4千瓦，峰值輸出電流60安培；由于輸出功率較大，為可靠起見，移相諧振控制器2IC1（UCC3895）的重復(fù)振蕩頻率取80KHz。采用UCC3895作為移相諧振全橋變換器單元10的主控芯片，其優(yōu)勢在于該芯片既適應(yīng)于電流反饋又適應(yīng)于電壓反饋控制模式，該功能可以滿足鋰及各類電池先恒流最終恒壓的充電特性。為縮小體積，移相諧振全橋變換器單元10的主隔離變壓器2T1采用德國VAC公司材料牌號VITROPERM500F的鐵基超微晶磁芯，因此具有高磁導(dǎo)率、高磁通密度、磁芯損耗低、高溫穩(wěn)定性好等優(yōu)點，可有效克服在高電流輸出條件下可能發(fā)生的磁飽和現(xiàn)象。 所述的移相諧振全橋變換器單元10由移相諧振控制器2IC1（UCC3895）及其外圍無源元件、集成驅(qū)動器2IC2（IR21864）及2IC3（IR21864）、分頻器2IC10（74HC161）及2IC13（74HC4020）、功率場效應(yīng)開關(guān)管2M2M2M2M高頻脈沖變壓器2T二次側(cè)快恢復(fù)整流二極管2D5～2D防反充二極管2D1以及串聯(lián)電池組端電壓取樣電阻2R12R13等其它外圍元件等組成；由圖2A、2B、2C可見，這是一種標準的移相諧振全橋變換器電路拓撲。以下，除了對移相諧振控制器2IC1（UCC3895）的工作模式控制作描述外，對移相全橋諧振變換器的原理不再累述。為理解移相諧振控制器2IC1（UCC3895）工作模式的控制原理，須結(jié)合模式控制單元9的原理，因此將移相諧振控制器2IC1（UCC3895）連同模式控制單元9一并描述。移相諧振控制器UCC3895是一款即可用于電流環(huán)控制又可用于電壓環(huán)控制、功能優(yōu)秀的控制集成電路，主要引腳功能：EAP（腳20）為誤差電壓輸入端，CS（腳12）是電流檢測比較器的反相輸入端，內(nèi)部接到電流測量比較器負輸入端和過流比較器正輸入端；其中，電流測量比較器用于實現(xiàn)峰值電流模式控制中的逐周期限流監(jiān)控，過流比較器用于當(dāng)發(fā)生輸出過流時關(guān)閉UCC3895的輸出脈沖，導(dǎo)致一個新的軟啟動過程，峰值電流限制值對應(yīng)的CS=，SS（腳19）是軟啟動和禁止端；其中禁止模式即芯片輸出的快速關(guān)閉。在外部強制SS（腳19）、REF（腳4）低于4V、VDD（腳15）低到UNLO設(shè)定值之下、或在發(fā)生過流故障（CS=）的任一條件時，將啟動禁止模式。在通常的峰值電流控制模式應(yīng)用中（即控制移相諧振變換器工作在峰值限流、恒壓輸出的場合），電流取樣端CS（腳12）上獲得的輸出電流反饋信號還應(yīng)該被引到斜波補償端RAMP（腳3），誤差電壓輸入端（腳20）上引入負反饋誤差電壓信號；在電壓環(huán)控制場合時，斜波補償端RAMP（腳3）與鋸齒波定時端CT（腳7）連接，電流取樣端CS（腳12）引入電流反饋信號，但與斜波補償端RAMP（腳3）斷開。從以上對移相諧振控制器2IC1（UCC3895）的簡單介紹可知，在常規(guī)應(yīng)用中，UCC3895控制移相諧振變換器工作在輸出電壓穩(wěn)定的峰值電流控制場合，顯然將上述控制模式應(yīng)用于充電系統(tǒng)，其輸出充電電壓是不能追蹤串聯(lián)電池組的端電壓因充電而發(fā)生的變化的；模式控制單元9的任務(wù)就是控制、修正移相諧振控制器2IC1（UCC3895）的工作模式，使之適應(yīng)于充電系統(tǒng)所需的特性。所述的模式控制單元9由比較器2IC4（LM293）、模擬開關(guān)集成電路2IC5（DG413）、運算放大器2IC6（OPA27）、數(shù)字可編程增益放大器2IC7（TCL69102）、運算放大器2IC8（OPA4227）、可關(guān)斷運算放大器2IC9（MAX4333）、可重觸發(fā)單穩(wěn)態(tài)集成電路2IC12（74HC23）、反相器2IC11:A（74HC04）及其相關(guān)外圍元件組成。模式控制單元9的控制輸入端與微處理單元6的輸出、串聯(lián)電池組端電壓取樣信號VCY、電流取樣信號V0連接；其輸出分別與移相諧振控制器2IC1（UCC3895）的電流取樣端CS（腳12）、誤差電壓輸入端EAP（腳20）、鋸齒波發(fā)生器定時端CT（腳7）、斜波補償端RAMP（腳3）、微處理器1IC5（P87C591）的I/O、A/D采樣端連接。以下對模式控制單元9的描述均基于系統(tǒng)處于充電狀態(tài)，分4種情況描述模式控制單元9對移相諧振全橋變換器10工作模式的切換、遞減式減流充電控制、電流環(huán)控制狀態(tài)下充電電流的控制、以及恒壓限流充電的反饋控制的原理：1. 移相諧振全橋變換器10工作模式的切換 在第一階段充電狀態(tài)，、且未被實施過均衡放電操作的單體電池時，移相諧振全橋變換器10處于輸出充電電壓跟隨串聯(lián)電池組端電壓變化、充電電流受到串聯(lián)電池組中各單體電池電氣狀態(tài)制約的電流環(huán)控制模式。在此期間，微處理器單元6始終輸出MOD1=1信號，MOD1信號被反相器2IC11:A（74HC04）反相后形成MOD2＝0信號；MOD1信號被送到模擬開關(guān)集成電路2IC5（DG413）的通道1控制端IN1（腳1），MOD2被送到模擬開關(guān)集成電路2IC5（DG413）的通道2控制端IN2（腳16）；因此模擬開關(guān)集成電路2IC5（DG413）的通道1被使能，模擬開關(guān)集成電路 2IC5（DG413）的D1（腳2）和S1（腳3）接通，因此移相諧振控制器2IC1（UCC3895）的RAMP（腳3）通過電阻2R18與CS（腳12）接通；同理，因MOD2=0，模擬開關(guān)集成電路2IC5（DG413）的通道2被禁止，即模擬開關(guān)集成電路2IC5（DG413）的D2（腳15）和S2（腳14）被斷開，移相諧振控制器2IC1處于峰值電流控制模式。當(dāng)串聯(lián)電池組中所有的單體電池均被實施過均衡放電操作時，微處理器單元6送出MOD1＝0信號，因此有MOD2＝1，模擬開關(guān)集成電路2IC5（DG413）的通道1被禁止，即模擬開關(guān)集成電路2IC5的D1（腳2）和S1（腳3）被斷開，移相諧振控制器2IC1（UCC3895）的RAMP（腳3）與CS（腳12）被斷開；因為MOD2=1，模擬開關(guān)集成電路2IC5（DG413）的通道2被開通，移相諧振控制器2IC1（UCC3895）的RAMP（腳3）與CS（腳12）通過電阻2R18被開通，移相諧振控制器2IC1（UCC3895）被切換為電壓環(huán)控制模式。2. 遞減式減流充電控制～，微處理器單元6對數(shù)字可編程增益放大器2IC7（TCL69102）的增益譯碼端（腳7）分別送出G0＝１、G1＝G2＝0控制信號，因此數(shù)字可編程增益放大器2IC7（TCL69102）的增益為２。當(dāng)移相諧振全橋變換器10輸出60安培充電電流時，V0信號經(jīng)電壓增益為12的輸入放大器2IC8：D（OPA4227）和增益為2的數(shù)字可編程增益放大器2IC7（TCL69102）放大后，即移