【正文】 容儲(chǔ)存能量過大導(dǎo)致交流電源原邊電流過大，不能選取的過大，同時(shí)由于CDP和負(fù)載電容CL在交流回路中串聯(lián)的關(guān)系，CDP的參數(shù)不能太小，這樣容抗太大導(dǎo)致分壓過大，會(huì)減少輸出到負(fù)載上的電壓。所以要選擇一個(gè)適當(dāng)?shù)闹?，既能避免由于?fù)載短路帶來的危害，又能減少對負(fù)載的影響。直流側(cè)電感LAP既有濾波的作用，同時(shí)又承擔(dān)著隔除交流電源對直流電源影響的作用，所以應(yīng)該選擇較大的容量。綜上所述，參數(shù)設(shè)計(jì)如下:設(shè)計(jì)隔直電感LAP的值為120mH，抗短路電感LS=，耦合電容為CDP=20nF。因?yàn)榻涣麟娫吹妮敵鲱l率為16KHZ，輸出峰值為15KV，所以：ZLAP=ωLAP＝2πfLAP=2**16*103*120*103=12063（Ω）ZLS=ωLS＝2πfLS=2**16*103**103=924（Ω）ZCL=1/(ωCL)＝1/(2πfCL)=1/(2**16*103*20*109)=496（Ω）ZCDP=1/(ωCDP)＝1/(2πfCDP)=1/(2**16*103*10*109)=496（Ω）這樣ZL1()，符合了電路的要求。167。 觸發(fā)和控制電路的設(shè)計(jì)及實(shí)現(xiàn)為了達(dá)到脫硫電源技術(shù)產(chǎn)業(yè)化的要求，脫硫系統(tǒng)采用集散控制系統(tǒng)的控制結(jié)構(gòu)以及分級控制的策略來控制各節(jié)點(diǎn)的脫硫電源，從而實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)集中供電脫硫方式所難以實(shí)現(xiàn)的反應(yīng)器中流光的優(yōu)化時(shí)空分布和系統(tǒng)的高可靠性。對每個(gè)節(jié)點(diǎn)的單臺(tái)電源來講，根據(jù)脫硫效果（如脫硫后SO2的濃度）對調(diào)節(jié)電源輸出到負(fù)載的電壓和功率，輸出電壓的調(diào)節(jié)主要是通過改變整流電路晶閘管的導(dǎo)通角來控制直流母線電壓進(jìn)而調(diào)節(jié)輸出電壓的大小，主要通過CA6100控制板實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)。逆變電路采用串聯(lián)諧振技術(shù)，其控制技術(shù)一般采用頻率控制方法。如脈沖頻率調(diào)制（pulse frequency modulationPFM）。頻率控制技術(shù)主要是從負(fù)載的阻抗調(diào)節(jié)入手，目前負(fù)載的阻抗調(diào)節(jié)是通過改變串聯(lián)諧振電感的值來進(jìn)行調(diào)節(jié)。通過改變逆變器的開關(guān)頻率來調(diào)節(jié)逆變器的輸出阻抗，這樣可以連續(xù)平滑的對負(fù)載進(jìn)行調(diào)節(jié)。下面主要針對串聯(lián)型逆變器的控制技術(shù)進(jìn)行比較和分析。脈沖頻率調(diào)制（PFM）即為一般所說的調(diào)頻調(diào)功，通過調(diào)節(jié)逆變器的工作頻率改變負(fù)載的阻抗，也相應(yīng)地改變了負(fù)載電流，借以達(dá)到實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)輸出功率的目的。對于串聯(lián)逆變器，在逆變器的工作頻率等于負(fù)載的自然諧振頻率時(shí)負(fù)載的阻抗最小。當(dāng)逆變器的工作平率工作在諧振頻率以上或以下時(shí)，負(fù)載阻抗增加并呈現(xiàn)感性或容性，這是單純改變負(fù)載阻抗實(shí)現(xiàn)功率調(diào)節(jié)的一種方法。脈沖頻率控制方法的優(yōu)點(diǎn)是控制簡單，但也存在缺點(diǎn)：由于輸出功率的調(diào)節(jié)僅靠改變負(fù)載的功率因數(shù)角來實(shí)現(xiàn)，因此在Q值不高的情況下，調(diào)功過程中工作頻率變化較大，所以僅在Q值較高或?qū)ぷ黝l率范圍要求不大的場合才考慮使用脈沖頻率控制方法。脈沖密度調(diào)制（pulse density modulationPDM）這種控制方法的基本原理是通過改變向負(fù)載能量的時(shí)間比，使負(fù)載在一定時(shí)間范圍內(nèi)自由振蕩，達(dá)到調(diào)節(jié)逆變器輸出功率的目的。這種方法的缺點(diǎn)使控制方案較為復(fù)雜，且因采用有級調(diào)功，不宜用于功率平滑調(diào)節(jié)或閉環(huán)控制的場合。從調(diào)功方式上講該方案是通過改變逆變器輸出電壓平均值來實(shí)現(xiàn)功率調(diào)節(jié)的一種方法。移相調(diào)功（phraseshifting power regulation）將全橋移相控制方法引入到電源的輸入功率控制中，通過調(diào)節(jié)兩橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的夾角，改變負(fù)載上的基波電壓幅值或負(fù)載的功率因數(shù)角，以達(dá)到調(diào)節(jié)輸出功率的目的。在調(diào)功的同時(shí)，還對系統(tǒng)進(jìn)行閉環(huán)鎖相控制，跟蹤負(fù)載的自然諧振頻率，因而是一種較為理想的調(diào)功方法。由于時(shí)間的原因，論文中的控制方法較為簡單。實(shí)驗(yàn)室對集散控制系統(tǒng)的CAN總線節(jié)點(diǎn)對整流電路進(jìn)行調(diào)壓的控制方法和移相調(diào)功控制方法都進(jìn)行了研究，下一步需要對上述控制方法結(jié)合實(shí)際應(yīng)用進(jìn)行更加深入的研究，以達(dá)到優(yōu)化脫硫效果的目的。一 晶閘管對觸發(fā)電路的要求由于采用晶閘管電路種類很多，有整流、有源逆變、交流調(diào)壓、變頻器和斬波器等；有電阻—電感負(fù)載電路、反電勢負(fù)載電路等。電路工作方式不同，所以對觸發(fā)電路的要求也不同。下面是本系統(tǒng)中晶閘管電路對觸發(fā)電路提出的要求。（1）觸發(fā)電路的觸發(fā)信號(hào)必須在晶閘管門極伏安特性的可靠觸發(fā)區(qū)，同時(shí)要求觸發(fā)功率低于功率限制線，以防止因門極過熱而造成元件的損壞。（2）觸發(fā)脈沖應(yīng)滿足晶閘管電路的工作要求，對于三相橋式全控整流電路，應(yīng)采用寬脈沖（﹥60176。）或雙窄脈沖。（3）觸發(fā)脈沖的幅值、觸發(fā)脈沖的前沿陡度、觸發(fā)脈沖的輸出功率必須滿足使晶閘管可靠觸發(fā)的要求。（4）觸發(fā)脈沖應(yīng)與與主電路電源電壓相序一致，并且保持同步。（5）觸發(fā)脈沖的移相范圍應(yīng)滿足電源裝置的要求。（6）在觸發(fā)電路中需采取屏蔽等抗干擾措施以防止干擾、誤觸發(fā)以及失步。二 CA6100通用觸發(fā)電路該電源三相全橋可控整流電路采用CA6100觸發(fā)板進(jìn)行控制。CA6100觸發(fā)板具有通用特性，用于控制晶閘管的門極延遲觸發(fā)角，從而實(shí)現(xiàn)移相控制。它在調(diào)節(jié)器與大功率主電路之間形成了一個(gè)良好的緩沖界面，一方面，保證可靠而且有效的傳輸控制信號(hào)，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)設(shè)定的控制功能；另一方面，大大減輕了主電路對控制電路的干擾，在計(jì)算機(jī)及控制電路失控時(shí)能夠自動(dòng)保證主電路安全，提高系統(tǒng)工作的可靠性。CA6100通用可控硅觸發(fā)板是以40芯CMOS大規(guī)模集成電路(專用芯片)為核心，利用鎖相環(huán)技術(shù)（PLL）和多芯片合成技術(shù)（MCM），根據(jù)壓控振蕩器（VCO）鎖定的三相同步信號(hào)間的邏輯關(guān)系設(shè)計(jì)出的一種可控硅觸發(fā)系統(tǒng)。0～5V的直流輸入電壓信號(hào)，可以控制輸出脈沖的移相范圍從5 o～175 o連續(xù)線性可調(diào)。任何調(diào)節(jié)器或手動(dòng)輸出的電壓都可以很方便的與其相聯(lián)接（包括計(jì)算機(jī)送出的D/A信號(hào)），以控制大功率可控硅的工作。觸發(fā)板主要由以下幾個(gè)部分構(gòu)成：相位基準(zhǔn)（參考）電路，緩沖放大器及軟起動(dòng)/軟停止電路，鎖相環(huán)，缺相檢查及禁止電路，相序檢測和選擇開關(guān)，監(jiān)控電路，脈沖放大器和脈沖變壓器等。其結(jié)構(gòu)原理見圖42：圖42 CA6100觸發(fā)板的原理圖Figure42 Schematic diagram of CA6100 trigger broad 逆變控制電路一 IGBT驅(qū)動(dòng)電路的選擇逆變電路功率器件選用SEMIX TM3系列IGBT，選擇專為此設(shè)計(jì)的GQHI 25/12門極驅(qū)動(dòng)電路。除了基本的驅(qū)動(dòng)功能和電氣隔離，此方案還包括VCE檢測、欠壓保護(hù)、短脈沖抑制以及上下管驅(qū)動(dòng)信號(hào)互鎖，后幾種功能被集成到一個(gè)原邊的專用集成電路（ASIC）中。脈沖變壓器（具有4kV隔離電壓）用于電氣隔離并可以雙向傳輸，以便傳輸原邊驅(qū)動(dòng)信號(hào)和副邊的狀態(tài)信號(hào)。電位隔離的驅(qū)動(dòng)電源通過一個(gè)DC/DC變換器產(chǎn)生。這意味著只需要一路非隔離的+15V電源。除了電氣隔離，驅(qū)動(dòng)電路的原、副邊還具備更多功能以確保系統(tǒng)安全運(yùn)行。原邊主要是對CMOS兼容信號(hào)進(jìn)行處理，還包括互鎖功能，以防止同一橋臂的上、下兩個(gè)IGBT同時(shí)導(dǎo)通。副邊的VCE檢測功能可以檢測出短路和直通狀態(tài)。集電極－發(fā)射極電壓通過一個(gè)高壓快速二極管進(jìn)行檢測并和一個(gè)參考值比較。如果超出參考值，故障存儲(chǔ)單元就被置位，同時(shí)IGBT關(guān)斷。IGBT的快速退飽和過程實(shí)現(xiàn)了短路的快速檢測。為了確保正常運(yùn)行期間IGBT能安全開通，VCE檢測要一直延遲到IGBT完全飽和才開始生效。如果驅(qū)動(dòng)電源電壓下降，副邊的控制、保護(hù)和信號(hào)傳輸功能都可能失效。而且功率晶體管將不再完全受控。為了及時(shí)檢測到這種緊急狀態(tài)，驅(qū)動(dòng)電源必須同時(shí)被監(jiān)測。一旦發(fā)生故障，所有IGBT以一種安全模式被關(guān)斷，且有一個(gè)故障信號(hào)被置位。如果檢測到故障信號(hào)，就把它存在原邊的故障存儲(chǔ)單元中，然后將它傳送給系統(tǒng)外部控制器（集電極開路輸出）。二 IPM控制和接口電路的設(shè)計(jì)逆變電路控制芯片采用電流控制型脈寬調(diào)制器UC3846?？刂齐娐啡鐖D4－3所示，輸出脈沖的脈寬通過給定電壓VREF和振蕩器所產(chǎn)生的三角波相比來確定，可以通過調(diào)節(jié)給定電壓VREF的大小來調(diào)節(jié)脈寬。振蕩頻率的確定，RT=62KΩ,CT=。圖4－3 IGBT控制電路圖Figure43 Control circuit of IGBT故障顯示電路如圖4－4所示，電路采用4043三態(tài)CMOS鎖存器，每個(gè)4043包含4個(gè)鎖存器，每個(gè)鎖存器具有各自的Q輸出端和獨(dú)立的復(fù)位、置位輸入端。正好每個(gè)輸出只是全橋電路每個(gè)開關(guān)管故障狀態(tài)。當(dāng)IGBT出現(xiàn)故障信號(hào)時(shí)，輸出一個(gè)高電平故障信號(hào)，該信號(hào)通過鎖存器輸出端置高，點(diǎn)亮的發(fā)光二極管L1~L4，進(jìn)行故障顯示，同時(shí)輸出的故障信號(hào)連接3846的8管腳，封鎖輸出脈沖以保護(hù)開關(guān)管受到損壞。掉電復(fù)位后，電路才能正常工作。圖4－4 IGBT故障顯示電路圖Figure44 Fault show circuit of IGBT167。由于本開關(guān)電源工作在一個(gè)高頻高壓且經(jīng)常短路放電的環(huán)境中，所以電源要有比較嚴(yán)格的抗干擾設(shè)計(jì)。合理的接地方式與屏蔽措施可以破壞干擾的途徑。接地情況分為安全接地和工作接地。安全接地是確保在故障狀態(tài)下人員和設(shè)備的安全，必須接到大地上。工作接地是為電路提供一個(gè)基準(zhǔn)電位，只要是在一個(gè)等位點(diǎn)或等位面上即可。 電磁屏蔽主要用來防止高頻電磁場對受擾電路的影響，以及屏蔽外干擾對屏蔽體內(nèi)電路的影響。電磁屏蔽既包括電磁感應(yīng)干擾的屏蔽，也包括輻射干擾的屏蔽，其原理是利用屏蔽體來削弱或割斷干擾場的空間耦合，阻止電磁能量傳輸。為減小接地電阻和安全可靠的接地，以槽鋼作為高壓反應(yīng)器的接地母線和大地相連，電源副邊高壓側(cè)接地和反應(yīng)器外殼相連。電源原邊以扁平鋁編織線作為接地母線和大地相連。高壓接地采用并聯(lián)接地方式分別和接地點(diǎn)相接，避免由接地阻抗引起的干擾。變壓器和副邊高壓電路部分封閉在鐵制油箱中，這樣起能有效屏蔽電磁干擾，高壓絕緣油又能起到絕緣和散熱的作用。油箱外殼和交直流電源外殼分別和接地母線相連。電源內(nèi)部信號(hào)屏蔽線同電源外殼相連，這樣電源外殼和油箱組成了屏蔽接地。本系統(tǒng)是高頻高壓輸出裝置，在周圍的空間內(nèi)存在很強(qiáng)的磁場干擾；采用上述的安全接地和屏蔽接地方式，可以很好的減少電磁干擾，保證電源正常穩(wěn)定的運(yùn)行。在本系統(tǒng)中主要采用了以下辦法：（1）注意控制線路板的擺放位置。主電路中的大電流母線產(chǎn)生的磁場干擾在空間中的分布有一定的方向性，是以電流通路為軸心的一系列同心圓。因此控制電路應(yīng)該盡量遠(yuǎn)離主電路，并且與電流的走向保持平行，使磁力線平行掃過控制電路板，而不是垂直穿過電路板。（2）注意印刷電路板的設(shè)計(jì)。印刷電路板上的線，以電源線和地線最為重要。在印刷電路板布線時(shí)，應(yīng)盡量加粗電源線和地線的寬度，單點(diǎn)接地，并盡量使電源線和地線的走向和數(shù)據(jù)傳遞方向一致。在條件允許的情況下使用大面積的鋪地，以吸收電磁干擾。在每個(gè)集成電路的電源與地之間加一個(gè)去耦電容，而且要盡量靠近該集成電路。這樣，此電容可以作為該集成電路的蓄能電容，提供和吸收該集成電路工作在開關(guān)狀態(tài)時(shí)的能量；另一方面可以旁路掉該器件的高頻噪聲。（3）對于從供電系統(tǒng)串入的干擾，可以采取使用電源濾波器，在電源線中串入磁環(huán)，在穩(wěn)壓器輸出端并接大容量的電容等措施來解決。（4）主要采用了光電耦合隔離和雙絞線傳輸?shù)却胧﹂_關(guān)量采用光耦進(jìn)行傳輸。從觸發(fā)電路到晶閘管的觸發(fā)信號(hào)，一定要使用雙絞線和屏蔽線傳輸。167。 電源實(shí)驗(yàn)結(jié)果及波形分析 直流電源的實(shí)驗(yàn)結(jié)果及波形分析反應(yīng)器作為負(fù)載，與通常的電源負(fù)載有很大的不同。其負(fù)載特性隨著電壓的升高會(huì)發(fā)生很大的變化，如第二章所述，這也就影響到電源的工作狀態(tài)，所以有必要對負(fù)載的變化特性進(jìn)行研究。輸出電壓利用分壓器進(jìn)行測量，分壓器分壓比為1000:1，阻值為80MΩ。在副邊直流回路中串聯(lián)如圖45的電路對直流電流進(jìn)行測量：串聯(lián)電阻值為10Ω，遠(yuǎn)小于負(fù)載等效電阻，穩(wěn)壓管為15V，負(fù)載電流過大時(shí)對圖4－5 反應(yīng)器電流測量電路 電阻起保護(hù)作用。通過檢測電阻R上電壓的Figure45 Measure circuit 波形和幅值就可以得出直流電流的波形和幅 of reactor current 值。 在100mm間距的條件下，通過檢測負(fù)載兩端的直流電壓和直流電流可以得到負(fù)載電阻變化的規(guī)律。利用TEK－TDS3014示波器的測量功能采集數(shù)據(jù)，用Excel數(shù)據(jù)處理軟件做出關(guān)系曲線。下圖4－6所示為負(fù)載上直流電壓（橫軸KV）和直流平均電流（綜軸mA）的關(guān)系。（注：圖中縱軸為10Ω電阻上所測到電壓值，為實(shí)際電流值的10倍）圖4－6 反應(yīng)器上直流電壓和流過直流平均電流的關(guān)系Figure46 Dependence of DC voltage and DC mean current on the reactor 當(dāng)電壓低于反應(yīng)器的起暈電壓（約為15KV）時(shí)，電壓和電流維持線性關(guān)系，電阻值基本不變，當(dāng)電壓大于起暈電壓時(shí)，電流急劇增長，與電壓呈指數(shù)關(guān)系，說明負(fù)載的電阻值以指數(shù)規(guī)律迅速減小。由第三章的分析可知，當(dāng)負(fù)載電阻減小時(shí)，將對反應(yīng)器上的輸出電壓產(chǎn)生影響。如圖47所示的是直流電源原邊直流母線電壓和輸出電壓之間的曲線關(guān)系?？梢姺烹娗?，直流母線電壓和輸出電壓呈線性關(guān)系。電壓上升到起暈電壓以后，隨著直流母線電壓的增長，輸出電壓增長很慢，這與負(fù)載放電時(shí)電阻急劇減小有關(guān)。這一點(diǎn)和第三章的理論分析是一致的。圖4－7 原邊直流母線電壓和負(fù)載直流電壓的關(guān)系Figure47 Dependence of primary generatrix voltage and DC voltage on the reactor圖4－8 輸出到反應(yīng)器上的直流電源電壓波形Figure48 DC voltage wave on the reactor圖4－8波形為負(fù)載上只加直流電源時(shí)的波形，此時(shí)負(fù)載電壓平均值約為20KV?？梢钥闯隽鞴夥烹姇r(shí)，由于負(fù)載阻抗的減小，輸出電壓上出現(xiàn)了2倍于輸入頻率的紋波。從直流電源原邊電壓和電流的波形上也可以看出負(fù)載的這種變化。在100mm放電間距的條件下，兩個(gè)反應(yīng)器并聯(lián)使用，負(fù)載電容為：，原邊串聯(lián)電感為100uH。圖49，410，411為直流電源原邊逆變橋輸出電壓和電流的波形。由圖49中電壓和電流的相位可以看出，電流超前電壓，負(fù)載呈容性，此時(shí)反應(yīng)器兩端電壓較低，沒有達(dá)到起暈電壓，反應(yīng)器等效為電容。隨著電壓的升高，由圖4圖4圖411電壓和電流波形的變化可以看出，負(fù)載的特性發(fā)生的變化，由容性向阻性逐漸發(fā)生變化。這是電壓升高、放電增強(qiáng)，反應(yīng)器的等效電阻呈指數(shù)下降，負(fù)載的阻性增強(qiáng)的原因。圖4－9 當(dāng)直流輸出電壓在12KV時(shí)，直流電源原邊電壓和電流的波形Figure49 Primary voltage and current wave of DC power supply with 12KV output voltage圖4－10 當(dāng)直流輸出電壓在18KV時(shí)，直流電源原邊電壓和電流的波形Figure410 Primary voltage and current wave of DC power supply with 18KV output voltage圖4－11 ，直流電源原邊電壓和電流的波形Figure411 Primary voltage and current wave of DC power supply with output voltage隨著電壓的進(jìn)一步升高，反應(yīng)器短路，原邊電壓和電流的波形如圖412所示，此時(shí)電流為三角波，可以看出此時(shí)由于負(fù)載相當(dāng)于只有原邊串聯(lián)電感和變壓器漏感，呈感性。此時(shí)，串聯(lián)電感起到了對電源的保護(hù)作用。實(shí)驗(yàn)中捕捉到了火花放電瞬間反應(yīng)器兩端的電壓波形，如圖4－13所示。由圖可知，火花放電即負(fù)載瞬間短路時(shí)，電壓迅速降低，其電壓也在短時(shí)間恢復(fù)到高電壓。 圖4－12 當(dāng)負(fù)載短路時(shí)，直流電源原邊電壓和電流的波形Figure412 Primary voltage and current wave of DC power supply with the load short圖4－13 火花放電時(shí)，負(fù)載電壓波形Figure413 Load voltage of DC power supply with the load short 交流電源的實(shí)驗(yàn)結(jié)果及波形分析交流電源的工作狀態(tài)的改變主要由對原邊串聯(lián)電感調(diào)節(jié)決定。根據(jù)不同的負(fù)載電容值，調(diào)節(jié)串聯(lián)電感值，可以實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)串聯(lián)諧振狀態(tài)。兩個(gè)反應(yīng)器間距為200mm，；變壓器變比為1：20；原邊串聯(lián)電感為50uH。電路諧振頻率：高于電路開關(guān)頻率。如圖414所示，由電壓和電流的波形可以看出，此時(shí)負(fù)載呈容性，電流超前電壓，開關(guān)在電流過零點(diǎn)關(guān)斷，然后通過反并聯(lián)二極管續(xù)流。圖4－14 交流電源