【正文】 關(guān)頻率：f sw=10kHz21 閉環(huán)極點參數(shù)選擇考察閉環(huán)極點參數(shù) ω n、n、ζ 對系統(tǒng)性能的影響。參考參數(shù)為阻尼比ζ＝，希望的自然振蕩頻率 ω n=3500,n=10，改變其中一參數(shù)。作其閉環(huán)波特圖（由于是最小相位系統(tǒng)，只給出了幅頻特性） 。從圖 可以看出，當(dāng) ω n增大時(圖中箭頭的方向是 ω n增大的方向)。(ω 0為工作頻率)，G 1的帶寬變寬，W d的中低頻段增益變小， 由??1o?? ??doW?30dB 減小為60dB，因此當(dāng) ω n增大時，逆變器輸出電壓穩(wěn)態(tài)誤差減小，非線性負(fù)載時輸出電壓 THD 減小。當(dāng)取 n≥5 時，由圖 可以看出，當(dāng) n 變大時(圖中箭頭的方向是 n 增大的方向)， , G1的帶寬變寬，但變化幅度不大，W d在中低頻段則隨 n 變大幅頻??1o?特性減小，因此 n 變大時,輸出對指令的跟蹤性能無明顯變化，但對擾動抑制能力提高，非線性負(fù)載時輸出電壓 THD 變小。圖 給出了當(dāng) ω n=3500rad/sec，n=10，阻尼比 ζ=、 時候閉環(huán)系統(tǒng)控制項 G1和擾動項 Wd幅頻特性，當(dāng) ζ 變大時(圖中箭頭的方向是 ζ 增大的方向) G1Wd ω n=150 250 350 450n=5 7 10 5 20G1Wd 無明顯變化，G 1的帶寬變寬，一方面重現(xiàn)輸入信號能力強,但是同時抑制輸??1o?入端高頻噪聲的能力就弱。W d的中低頻段增益變小， 由40dB 減小為??doW?55dB，非線性負(fù)載時輸出電壓 THD 減小，阻尼系數(shù)選在 左右，即大約在 ～的范圍內(nèi)，輸出電壓穩(wěn)態(tài)誤差已經(jīng)較小，負(fù)載擾動影響也較小，非線性負(fù)載 THD 不圖 ω n 對系統(tǒng)性能的影響圖 n 對系統(tǒng)性能的影響22大，負(fù)載突變引起的動態(tài)過渡過程較快,而且此時,帶寬不包括開關(guān)頻率,高頻噪聲可以很好的被衰減。綜上述，對于上述閉環(huán)系統(tǒng)極點各參數(shù)，逆變器輸出電壓穩(wěn)態(tài)誤差隨著 ω n變大、ζ 變大而減小，且 ω n影響明顯，而 n 影響不大；系統(tǒng)對負(fù)載擾動抑制能力隨著 ω n變大、n 變大、ζ 變大而增強，ω n、ζ 影響明顯。ξ = 6 G1Wd 仿真結(jié)果根據(jù)以上原則，選取希望的阻尼比 ζ=、希望的自然頻率 ω n=3500、n=10的情況下，計算得到 PID 控制器參數(shù)：Kp=Ki=20649 （39）Kd=%，%。穩(wěn)態(tài)誤差很小。圖 所示為空載逆變器開環(huán)與 PID 閉環(huán)控制動態(tài)指令跟隨性能波形，圖(a)為參考正弦信號指令，其在峰值處突加到系統(tǒng)中經(jīng)過兩個周期后又突然消除。圖 (c)的空載逆變器開環(huán)時指令跟蹤情況產(chǎn)生劇烈振蕩，超調(diào)量很大。圖 (b)為極點配置 PID 控制的逆變器閉環(huán)系統(tǒng)指令跟蹤情況，從波形可見超調(diào)量為%，過渡過程時間約 2ms，閉環(huán)系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)特性得到明顯改善。圖 n 對系統(tǒng)性能的影響23 4002000200400600圖 顯示了逆變器閉環(huán)系統(tǒng)突加、突減額定負(fù)載時的輸出波形，突加、突減均在電壓峰值時刻進(jìn)行，圖 (a)是突加、突減 11kW 阻性負(fù)載的情況，而圖 (b)是突加、突減 、功率因數(shù) 的阻感性負(fù)載情況，兩者響應(yīng)波形的動態(tài)過渡過程小于 1ms，輸出電壓變化率小于 %，負(fù)載適應(yīng)性強。圖 顯示了逆變器對二極管整流型非線性負(fù)載的響應(yīng)情況，其中圖 (a) 是逆變器極點配置 PID 控制系統(tǒng)所帶非線性負(fù)載峰值達(dá)到額定負(fù)載電流峰值時的波形，此時負(fù)載電流峰值 I0p=，電流波峰因子（WaveCrest factor） （即電流峰值/電流有效值）=，輸出諧波畸變率 THD=%。圖 (b)是逆變器開環(huán)控制系統(tǒng)帶與圖 (a)相同非線性負(fù)載時的輸出波形，這時負(fù)載電流峰值 I0p=，電流波峰因子=，而輸出諧波畸變率 THD=%。 (a) 電壓指令 (b) PID 控制閉環(huán)輸出電壓(c) 開環(huán)控制輸出電壓圖 空載逆變器動態(tài)指令跟蹤波形 (100V/div, )24 電壓電流 電壓電流 電壓電流 電壓電流圖 (c)是逆變器極點配置 PID 控制系統(tǒng)所帶非線性負(fù)載有效值達(dá)到逆變器額定負(fù)載電流有效值時的波形，用快速付立葉變換（FFT）分析可知此時負(fù)載電流峰值I0p=， WCF=，輸出諧波畸變率 THD=%。圖 (d)是逆變器開環(huán)控制系統(tǒng)帶與圖 (c)相同非線性負(fù)載時的輸出波形，這時負(fù)載電流峰值 I0p=，電流波峰因子 WCF=，而輸出諧波畸變率 THD=%。(a) 額定功率阻性負(fù)載 (b) 額定功率阻感性負(fù)載圖 逆變器 PID 控制系統(tǒng)負(fù)載突變響應(yīng) (100V/div, 100A/div, )(a)電流有效值達(dá)額定有效值 (b) 開環(huán)控制圖 帶非線性負(fù)載時輸出電壓、負(fù)載電流波形 (100V/div,100A/div,)25 電壓電流 電壓電流由于極點配置 PID 控制器動態(tài)響應(yīng)快，控制準(zhǔn)確度高，因而在額定輸出、負(fù)載電流波峰因子超過 3 的情況下，使輸出電壓 THD 降為 %或 %，表現(xiàn)出對非線性負(fù)載引起的波形失真具有較強的抑制能力。 硬件電路硬件 PID 瞬時反饋電路如下圖 R 9231411U 2 AT L 0 8 4231411U 1 2 AT L 0 8 4657411U 1 2 BT L 0 8 491 08114U 1 2 CT L 0 8 4657411U 2 BT L 0 8 4R 1 0R 6R 3R 7R 2 3C 1C 2R 1 1R 3 8R 5R 4R 8R 2 4C 1 6R 1 3R 5 1R 1 2R 2 4G N DG N DG N DV C C 1 2 VG N D+ 1 2 VR P 1R 9 3R 7 6R 2G N DV1V r V fV o實際應(yīng)用時為了避免純積分引起的飽和問題，積分環(huán)節(jié)用一個大慣性環(huán)節(jié)代替，這樣低頻增益變?yōu)橛邢拗担D(zhuǎn)折頻率以上增益保持不變；為了避免微分引入的高頻干擾，微分環(huán)節(jié)與小慣性環(huán)節(jié)串聯(lián)使用，其中 RP1,C16 和 R24 起到調(diào)節(jié)直流偏磁的圖 PID 瞬時值反饋控制電路圖(c) PID 控制，電流峰值達(dá)額定峰值 (d) 開環(huán)控制 圖 帶非線性負(fù)載時輸出電壓、負(fù)載電流波形 (100V/div,100A/div,)26作用。根據(jù)圖 的結(jié)構(gòu)可以推導(dǎo)出瞬時值 PID 的傳遞函數(shù)如下: (310)4 2131 6251OVRsRCsC????以及 (311)910102()rfVR?由 節(jié)中的基于極點配置的方法和 節(jié)中的仿真計算來合理安排參數(shù),可以達(dá)到滿意的結(jié)果。 PI 調(diào)節(jié)器結(jié)合電壓微分反饋的調(diào)節(jié)方式PI 調(diào)節(jié)器結(jié)合電壓微分反饋的調(diào)節(jié)方式的方框圖如下： rLs?1+ Li+Cs10uiu+ru ci(1+ )fK?fu(s)R 0ifs將圖 進(jìn)行變化后,可得圖 所示的等效框圖。 rLs?1+ Li+0iCs10uiu+ cfKfu1fs??ru 1fs??R(s)因此,當(dāng) 為 PI 調(diào)節(jié)器時,即：()Rs/piKs??圖 PI 調(diào)節(jié)器結(jié)合電壓微分反饋的調(diào)節(jié)方式圖 電壓微分反饋的等效框圖27圖 可以等效為圖 ,這種調(diào)節(jié)方式和 PID 調(diào)節(jié)近似等效,只是給定經(jīng)過一個慣性環(huán)節(jié),與反饋值比較得到誤差后再經(jīng)過調(diào)節(jié)器,因此系統(tǒng)會有一個延遲。將圖 再作進(jìn)一步變換,還可以等效為如圖 所示的框圖,其中, ， , , 。2ffK?1fffCK????()Rs?2()sR可以看到,由于比例微分反饋環(huán)節(jié)實現(xiàn)了輸出電壓及輸出電壓微分兩種狀態(tài)變量的狀態(tài)反饋,而輸出電壓即電容電壓,因此,輸出電壓的微分代表了電容電流。這意味著,該控制結(jié)構(gòu)也是一種基于電壓及電容電流反饋的雙環(huán)控制,但在這種控制結(jié)構(gòu)中,因而它也是一種雙環(huán)控制結(jié)構(gòu),這種控制方式省掉了電容電流的檢測單元。1()Rs? rLs?1+ Li+0iCs10uiu++ru cfu1(s)R 1fK2fK2(s)R最終的電壓瞬時值反饋調(diào)節(jié)器的電路如圖 所示,其中,R12 為電壓比例反饋,C6 為電壓微分反饋,由于微分反饋引入了噪聲,R11 相當(dāng)于加了一個濾波小慣性環(huán)節(jié),對電壓微分信號進(jìn)行了濾波,濾波參數(shù)由 R11*C6 決定。該調(diào)節(jié)器使用的元器件很少,同時可以實現(xiàn)較高的穩(wěn)定性,輸出波形效果良好。V r V f231411U 2 AT L 0 8 4R 2 4R 8R 1 1R 1 2C 6C 3G N DR 1 0R 9V o圖 基于電容電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)的控制框圖rLs?1+ Li+0iCs10uiu+ cfKfu1fs??ru ()ipfi pfKK ss? ???圖 電壓微分反饋的等效框圖28 其傳遞函數(shù)為： 839912691029831169 001092()() () ()) ()(())o r frf frfsRCRsCVVVss ssRCR? ????????? ?? ??????? ??39。 39。83 126()1( frf fsCssVV? ??? ??? ?? ? (312)由于電容電壓的微分代表了負(fù)載電壓的變化趨勢,因此,這種控制方式可預(yù)測輸出電壓的變化并提前進(jìn)行校正,跟蹤速度加快,從而提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度,改變了波形質(zhì)量,并提高了系統(tǒng)的抗干擾能力。仍然以 節(jié)中的逆變器為控制對象,圖 給出了控制對象開環(huán)頻率特性,和加入結(jié)合電壓微分反饋 PI 調(diào)節(jié)器后系統(tǒng)的開環(huán)頻率特性對比圖。從圖中可以看到,加入調(diào)節(jié)器前在截止頻率處相頻曲線接近170 o,相角裕度只有 10o。同時低頻段增益較小,不能很好地滿足穩(wěn)態(tài)誤差要求。而加入調(diào)節(jié)器校正后,不僅中低頻段增大了系統(tǒng)開環(huán)增益,保證系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能,而且使相角達(dá)到 33o,保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性,可以獲得較好的控制效果。 圖 結(jié)合電壓微分反饋的 PI 調(diào)節(jié)器圖 系統(tǒng)加入調(diào)節(jié)器前后的開環(huán)頻率圖29 本章小結(jié)本章提出一種基于極點配置的逆變器瞬時電壓反饋 PID 控制設(shè)計方法，分析表明這種逆變器 PID 控制系統(tǒng)具有動態(tài)響應(yīng)快速、平穩(wěn)、靜態(tài)精度高的優(yōu)良性能，即使在非線性負(fù)載情況下也能獲得較好的輸出波形質(zhì)量。本章還分析了一種 PI 調(diào)節(jié)器結(jié)合電壓微分反饋的控制方法,指出這種控制方法與 PID 控制和雙環(huán)控制的聯(lián)系,最后說明它雖然使用元件少,但穩(wěn)定性較高,輸出波形質(zhì)量較好,是一種經(jīng)濟(jì)實用的控制方法。圖 系統(tǒng)加入調(diào)節(jié)器前后的開環(huán)頻率圖304 PWM 逆變器雙環(huán)控制技術(shù)研究 引言早些年，PWM 逆變器電壓電流雙環(huán)控制用輸出電壓有效值外環(huán)維持輸出電壓有效值恒定，這種控制方式只能保證輸出電壓的有效值恒定不能保證輸出電壓的波形質(zhì)量，特別是在非線性負(fù)載條件下輸出電壓諧波含量大，波形嚴(yán)重失真；另一方面，電壓有效值外環(huán)控制的動態(tài)響應(yīng)過程十分緩慢，在突加、突減負(fù)載時輸出波形波動大，恢復(fù)時間一般需要幾個甚至幾十個基波周期。近幾年，為了提高供電系統(tǒng)的穩(wěn)定性和供電質(zhì)量，研究開發(fā)應(yīng)用高性能 PWM 逆變電源備受重視，許多瞬時控制方案受到廣大科技工作者的關(guān)注。瞬時控制方案可以在運行過程中實時地調(diào)控輸出電壓波形，使得供電質(zhì)量大大提高。文獻(xiàn)研究表明電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方案是高性能逆變電源的發(fā)展方向之一，雙環(huán)控制方案的電流內(nèi)環(huán)擴大逆變器控制系統(tǒng)的帶寬，使得逆變器動態(tài)響應(yīng)加快，非線性負(fù)載適應(yīng)能力加強，輸出電壓的諧波含量減小。本章對現(xiàn)今普遍采用的電壓電流雙環(huán)控制，分為電感電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)和電容電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)兩類進(jìn)行了分析比較。研究了單相逆變器電容電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)雙環(huán)控制系統(tǒng)特性，對其內(nèi)、外環(huán)調(diào)節(jié)器的選取及其設(shè)計做了大量仿真，仿真結(jié)果顯示電容電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)雙環(huán)控制系統(tǒng)具有比電壓單環(huán)瞬時值反饋控制系統(tǒng)更優(yōu)越的性能。 單相逆變器的雙環(huán)控制逆變器的雙環(huán)控制分兩類：一類是以濾波電容電流為內(nèi)環(huán)被控量的電容電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)控制，一類是以濾波電感電流為內(nèi)環(huán)被控量的電感電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)控制。圖 顯示了逆變器采用電感電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)控制策略的系統(tǒng)方框圖，圖中C 為輸出濾波電容量，L 為輸出濾波電感量，r 為等效電阻，G v代表電壓外環(huán)的調(diào)節(jié)器，G i代表電流內(nèi)環(huán)的調(diào)節(jié)器。電壓給定信號與輸出電壓反饋信號比較得到電壓誤差，經(jīng)過電壓調(diào)節(jié)器 Gv產(chǎn)生電感電流給定信號 ui，u i再與電感電流反饋信號比較而得的電流誤差信號經(jīng)過電流調(diào)節(jié)器 Gi形成控制量 ul，對逆變器實施控制。這種控制方式的優(yōu)點是，由于負(fù)載或其它原因?qū)е碌哪孀兤鬏敵龆诉^載電流會31流經(jīng)濾波電感，因此在控制系統(tǒng)中增加電流限幅環(huán)節(jié)可以限制電感電流大小,