【正文】 LTCC技術的帶2個衰減零點的BPFa該BPF的設計指標為，2階， GHz，首先，要根據(jù)圖44b的電路原型來確定器件參數(shù)。根據(jù)文獻『2倒中的BPF的綜合設計法，查詢切比雪夫低通原型，可以得到圖44b中的相應器件指標為:cc,=，LL,二LL:二 ，C,二Cz = ，MM=。如圖45a中的虛線是通過ADS2002仿真獲得的不帶禍合電容的電路原型的傳輸和反射響應。注意這些響應在通帶兩側是不對稱的。在獲得相應電路原型指標后，接下來就要根據(jù)2個零點的位置來確定輸入輸出端之間的禍合電容C的值。通過前面的46式可以直接由零點位置求得C的值，在這里，我們另外給出一種圖解法。如圖45b，其中sC的直線和么z曲線的兩個交點就是零點。在本設計中， OpF。如圖45a中的實線是加上禍合電容C之后(如圖44b結構)的傳輸和反射響應，可以看到相比沒有藕合電容的結構獲得了預期零點而通帶特性又基本沒有受到影響。下面討論如何由電路原型參數(shù)得到相應的LTCC物理實現(xiàn):基于圖44b的電路原型我們得到了一系列參數(shù)值，但是對于LTCC技術，44a的電路原型更適合。由圖44可以看出(a)電路和(b)電路的區(qū)別在于(a)中采用了兩個諧振單元中的電感互A電感M代替了(b)中的一個單獨的電感MM，而且由式43c可知M小于MM。采用LTCC技術，可以通過把兩個電感放在上下兩層但水平位置接近來實現(xiàn)互禍，這樣采用圖44a的電路原型可以明顯減少尺寸。由式43可以求得L, , , 。基于LTCC的多層結構，電路原型中的電容可以通過多層平板電容實現(xiàn)，電感可以通過傳輸線或者螺旋線來實現(xiàn)。在進行初步設計的過程中，電容對應的物理結構參數(shù)可以通過通用的平行板狀電容的公式估算。電感對應的物理結構參數(shù)則可以通過傳輸線公式獲得?；ジ蠱對應的物理結構參數(shù)可以由『21』給出，結合圖46，給出如下的計算公式:在這里我們采用了IMST提供的MulltiLib插件，在ADS2003 C中實現(xiàn)了上述集中參數(shù)元件到LTCC物理結構的參數(shù)的變換。從而得到了該BPF初步的物理實現(xiàn)。因為在計算和查曲線、圖表時存在誤差，而且每個集總參數(shù)元件的LTCC實現(xiàn)都帶來了不少寄生參數(shù)和互禍，所以必須利用先進的計算機仿真手段，對濾波器進行進一步優(yōu)化設計，通過改變多層電容器的位置和平板的結構，并且微調橋接線得到了較為滿意的結果。圖47是仿真所得凡，和Sz，曲線圖，圖48是最終的物理結構。圖47 仿真結果由圖47可以看到，這種基于LTCC的設計基本能在預期的地方產(chǎn)生零點，同時滿足其他設計指標，達到了預期的設計目標，也說明了本文的設計方法是基本正確的。167。 BPF 對于帶通濾波器而言，阻帶特性有的時候非常重要，比如說文獻『16』中提到的合路器，其發(fā)送和接受通路的隔離度就主要取決于BPF的阻帶響應。通常提高阻帶特性有兩種方法，增加諧振器數(shù)量『2倒和增加阻帶響應零點『26』0本節(jié)提出了一種能提供指定頻率零點的2階BPF結構，而且通過采用SIR技術和LTCC工藝使電路尺寸得到了很大減小。最后給出了一個用于無線局域網(wǎng)的BPF設計實例，并結合LTCC實際生產(chǎn)需要給出了一種通過高阻帶第一個零點位置來判斷基板介電常數(shù)細微變化的分析方法。. 1理論分析 如圖49給出了在二階BPF的阻帶任意位置增加2個零點的電路拓撲結構。其中(a)(b)中的零點位置都在低阻帶，(c)(.1)中的零點位置都在高阻帶，(c)中的零點位置高低阻帶各一個。上圖結構中的元件參數(shù)可以參考文獻『20』的綜合設計法，同時結合下列的設計條件:其中和分別是阻帶零點頻率和濾波器的中心頻率，而凡和Bs分別是使用零點結構和未使用響應結構的諧振器的磁化率。以圖49(e)中結構為例給出元件計算公式如下:其中BW為3dB帶寬。:。22分別是分布與高阻帶和低阻帶的兩個零點頻率值。考慮到使用分布參數(shù)元件實現(xiàn)上圖電路原型，我們可以用一終端接地的四分之一波長傳輸線來替換相應的諧振器結構，這樣如圖49 (a)中虛線框內的諧振器結構就被替換成如圖410(a)中的結構C相應地這種諧振結構也要滿足式48中的條件才可以說是一種成功的等效，也就是說它同樣能在諧振頻率的低阻帶端指定的位置產(chǎn)生一個零點。由圖410 (a)的等效電路可以得到該諧振結構的磁化率為: （411）其中氛是傳輸線的特征阻抗，氏是第r個諧振器的傳輸線電長度。根據(jù)式48 ac我們可以得到阻帶零點頻率和諧振頻率分別滿足如下條件: （412） （413）注意其中B，是傳輸線在零點頻率時而不是諧振頻率時的電長度。如圖410(b)給出了該諧振結構的磁化率曲線，可‘以看出這種等效結構完全能實現(xiàn)圖49Ca)中虛線框內電路的傳輸特性。參考、fesongSoo Lim等人在文獻『26』中提出的改進型Chebyshev BPF結構(如圖411)，下面給出采用圖411結構，在低阻帶增加一個零點的具體設計公式:由上圖等效電路可以得到圖411 (a)中的諧振電路的磁化率為:+ （414）在設定零點頻率由式412可以得到為: （415）由式413和414可以得到為： （416）其中其中是相應的切比雪夫低通原型參數(shù)，W是歸一化帶寬。根據(jù)上述式41417就可以求得一個在低阻帶有一個零點的BPF所需結構參數(shù)。本文在圖410諧振結構的基礎上提出了一種新設計。如圖412，用RZ 1的SIR結構傳輸線取代了原來的均勻阻抗傳輸線。相比410的設計，這種結構顯著減小了電路尺寸，并可以對高阻帶的鏡像頻率進行抑制，而對通帶特性基本沒有影響。具體原理分析請參考本文第三‘章的相關內容。根據(jù)上述式41417和SIR的基本原理可以得到所需諧振器的參數(shù)，但是在EDA軟件功能日益強大的今天，適當減少初次設計精度而能大幅提高設計速度的的設計方法成為一種順應發(fā)展趨勢的設計思路。本文就提出了一種簡化的方法來由集中參數(shù)的諧振器推導出傳輸線諧振器的參數(shù)。圖412中的a結構是采用四分之一波長的短路傳輸線，b結構是傳統(tǒng)的集中LC諧振結構，如果要讓兩者在并聯(lián)使用時等效需要滿足兩個條件:1諧振頻率相等。2在附近的磁化率斜率相等。(注意:限于有限頻帶內等效，一般為相對帶寬巧15%[1])相應的得到如下公式: （419） （420） （421）其中為傳輸線特征導納，為SIR結構的阻抗比，為SIR不接地那端傳輸線地特征導納。在由L，C，推導出和后，利用Ads2002附帶的lincal工具可以容易得到所需短路線的物理參數(shù)。下面我們給出分別使用前后三種諧振結構組成的一個中心頻率在2. 5GHz的BPF的曲線圖(圖413 )，仿真工具為ADS2002。由圖可知，結構b較a在低阻帶增加了2個零點，同時高阻帶衰減也更加陡峭，代價是通帶插損變大，3倍中心頻率附近出現(xiàn)了一個鏡像通帶。這種傳輸特性有點類似橢圓函數(shù)型BPF，同樣是通過在可以允許的范圍內犧牲通帶指標來換取阻帶指標的提高。結構c比較結構b在通帶和低阻帶基本不變，但是在高阻帶將原來在3倍諧振頻率附近的鏡像頻率推遠到5倍中心頻率附近，這是因為我們采用了阻抗比RZ = 4的SIR結構，參考圖35可以看到，和理論預測吻合的很好。但是相應的，高阻帶的衰減也變平緩了。另外一方面，SIR結構對減小電路尺寸方面有幫助，在后面我們將具體討論。 下面給出一個使用上面提供的方法設計，采用LTCC工藝實現(xiàn)的用于無線局域網(wǎng)的BPF (f, =)， GHz各產(chǎn)生一個零點。采用圖413(c)的結構，可以在低阻帶對鏡像頻率和來自PCS, GSM的干擾信號實現(xiàn)高抑制。 根據(jù)設計要求，由上面提到的設計方法和公式并借助ADS進行微調可以得到圖413(c)中的元件值分別為:C1=CZ= pF,C12= pF,CZ1=3 pF, CZ2 5 pF ,兩段SIR傳輸線的低阻端Zo =13 52，高阻端Z。二5252 , RZ =，電長度為63度()。 在得到電路原型參數(shù)后，基于LTCC的多層結構，電路原型中的電容可以通過多層平板電容實現(xiàn)，而SIR傳輸線結構也可以直接采用帶狀線實現(xiàn)。在這里我們采用了IMST提供的MultiLib插件『35J，在ADS2003C中實現(xiàn)了上述集中參數(shù)元件到LTCC物理結構的參數(shù)的變換。從而得到了該BPF初步的物理實現(xiàn)(如圖414)。為了提高電路Q值，同時也為了減少寄生參數(shù)，在實現(xiàn)電容結構的時候采用了較薄的基片，而傳輸線部分則使用了較厚的基片。，通過改變多層電容器的位置和平板的結構，并且微調橋接線得到了較為滿意的結果。最終的設計尺寸為4X4X2mm3。圖415是仿真所得S,、和S2。曲線圖。在上面進行的電路仿真中，基板的介電常數(shù)都是預先設定好的。但是在實際電路制造過程中，LTCC工藝不可避免的存在介電常數(shù)改變的問題。本文發(fā)現(xiàn)，隨著SIR結構的引入將會在高阻端產(chǎn)生一個顯著的衰減零點，而這個零點的位置對基板介電常數(shù)的改變很敏感，如圖416可以看出:( } )，高阻帶首個零點的偏移了近200MHz。證明了第一鏡像頻率和介電常數(shù)的高相關性。第五章結束語 近年來，隨著移動通信與個人通信業(yè)務的飛速發(fā)展，未來的濾波器需要從現(xiàn)在通信系統(tǒng)的工作頻率向更短波長，主要是毫米波段轉變，以避免在低頻段的擁擠，另外，在低頻段也缺少足夠的帶寬，而在毫米波及更高頻段上系統(tǒng)可以獲得更大的帶寬，系統(tǒng)性能也將得到提高。 現(xiàn)在的濾波器市場主要是800MHz到2GHz范圍內的個人通信系統(tǒng)((PCs)所占據(jù)。PCs對高性能和低成本的濾波器有很大需求。相應的在射頻技術領域內，處于領先地位的主流制造商們正在爭相利用新的半導體技術和無源器件制造技術在提高器件性能和集成度的同時，盡可能的降低成本、減少器件尺寸和降低功耗。射頻技術正不可避免的向芯片射頻系統(tǒng)((SOC)發(fā)展。這對傳統(tǒng)的封裝技術及工程提出了挑戰(zhàn)。在眾多的封裝技術中，多芯片微組裝技術(MCM)憑其高電流密度、高可靠性及優(yōu)良的電性能和傳輸特性成為研究的主體。目前的MCM封裝技術一般對各層進行延續(xù)性加工，即印刷、烘干、燒結完一層后再對下一層進行印刷、烘干和燒結。這種工藝成本高，生產(chǎn)效率低，工藝復雜，難度大。而以LTCC技術為基礎的MCM封裝則可以將各層分別設計、一體燒結，從而可提高生產(chǎn)效率和成品率，降低成本。 另外一方面微波系統(tǒng)的設計也越來越復雜，對電路的指標要求越來越高，電路的功能越來越多，電路的尺寸要求越做越小，而設計周期卻越來越短。如何有效利用微波EDA軟件工具行微波元器件與微波系統(tǒng)的設計己經(jīng)成為微波電路設計的一個重要研究方向。 在上述射頻電路發(fā)展的大趨勢下，無線通信中帶通濾波器的類型和設計方法領域也出現(xiàn)了許多新的研究方向和成果。本論文就是在相應的背景下對無線通信中帶通濾波器的小型化和性能優(yōu)化設計進行了一系列研究。首先基于模板變換的思想，借助新型EDA軟件的輔助功能提出了一種設計禍合型帶狀線帶通濾波器的設計方法。之后利用階躍阻抗傳輸線(SIR)和LTCC的多層結構設計了幾種結構新穎，性能優(yōu)良的濾波器。由于時間較緊，作者水平和精力有限，對相關課題的研究還有許多問題和想法需要進一步解決。21世紀是個人通信的世紀，而無線通信在其中又占據(jù)著一個極其新銳和重要的地位，濾波器作為無線通信系統(tǒng)中十分關鍵的一類器件無疑也有非常廣闊的應用前景。研制出體積更小、性能更佳的濾波器有重要的研究價值同時也有深厚的市場意義。本文只是在這個領域內做了一些初步的嘗試和努力，未來的學習和工作將會更加復雜也更有意義。參考文獻1 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