【正文】 0 T2IN12 R1OUTT1OUT 14T2OUT 7R1IN 13RS232輸出RS232輸出 9R2OUTR2IN 8 輸入圖 MAX232 典型工作電路死區(qū)電路見圖 所示，時(shí)間主要有電阻電容參數(shù)配合來決定，由 Multisim 數(shù)字設(shè)計(jì)系統(tǒng)仿真軟件對(duì)圖 所示電路進(jìn)行仿真，得到一路 PWM 死區(qū)波形如 圖 所示。實(shí)驗(yàn)測得實(shí)際死區(qū)時(shí)間為 10181。s。圖 死區(qū)生成電路原理圖碩士學(xué)位論文圖 硬件死區(qū)仿真波形圖光電隔離驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)見圖 。IPM 型號(hào)為 PM300CLV120 智能功率模塊， 是三菱公司最新的第五代智能模塊，具有高集成度，小體積封裝，內(nèi)部集成了 6 個(gè) IGBT 單元，每個(gè)單元有四個(gè)引腳，分別是＋15V 控制電源、電源地、信號(hào)輸 入引腳、故障輸出引腳，各個(gè)單元的引腳都是相互獨(dú)立的，不能連結(jié)在一起，所 以在應(yīng)用的過程中，都是使用 6 組獨(dú)立的電源來控制智能模塊。該模塊可通過的 最大電流為 300A，最高阻斷電壓 1200V，最大開關(guān)頻率可達(dá)到 20KHz。內(nèi)部有故障檢測電路和保護(hù)電路，包括模塊過溫保護(hù)、短路保護(hù)、控制欠電壓保護(hù)[43]。＋5VR1＋15VR2 R3快速光耦＋15V ＋VCC INOUTGNDIPM 模塊 信號(hào) 進(jìn)線接口二級(jí)光耦PWM信號(hào) 入口一級(jí)光耦故障信號(hào) 出口慢速光耦圖 IPM 驅(qū)動(dòng)電路有源電力濾波器控制器的研制及其應(yīng)用 液晶顯示和矩陣鍵盤電路設(shè)計(jì)一個(gè)功能完整的控制器，除了性能優(yōu)良的控制算法之外，還必須有友好的人 機(jī)接口電路。人機(jī)接口包括兩部分，顯示界面和操作控制，顯示界面以往的技術(shù) 是使用 LED（Light Emitting Diode）來實(shí)現(xiàn)簡單的數(shù)字顯示，隨著控制器智能化 和低功耗技術(shù)的發(fā)展，LCD（Liquid Crystal Diodes）液晶顯示技術(shù)得到越來越多 的應(yīng)用；控制操作主要是指鍵盤接口電路，鍵盤可分為編碼式鍵盤和非編碼式鍵 盤，編碼鍵盤能夠由硬件自動(dòng)提供與被按鍵對(duì)應(yīng)的 ASCII 碼或其它編碼，但是它 要求采用較多的硬件，價(jià)格昂貴，非編碼鍵盤僅提供行列矩陣，由程序來確定對(duì) 應(yīng)關(guān)系。本文中選用的 LCD 分辨率為 320240 點(diǎn)陣，液晶內(nèi)置控制器為 S1D1335， 它是一款既能進(jìn)行圖形顯示和漢字顯示控制的液晶控制器，內(nèi)部集成了西文字符， 顯示的點(diǎn)陣為 57，可以根據(jù)用戶需求自建漢字字庫，顯示點(diǎn)陣為 1616，簡潔 實(shí)用的軟件控制命令來設(shè)置顯示模式，8 位并行的數(shù)據(jù)傳輸方式，工作電壓為+5V。 它的接口電路如圖 所示。由于 2407A 工作電壓為 ，當(dāng)它與 S1D1335 進(jìn) 行數(shù)據(jù)傳輸?shù)臅r(shí)候需要進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換，所以電路中加入了兩片 LVC4245 芯片，分 別用于控制總線和數(shù)據(jù)總線的電平轉(zhuǎn)換。液晶顯示的軟件設(shè)置將在第四章詳細(xì)介 紹。圖 LCD 接口電路圖鍵盤電路采用 23 矩陣鍵盤電路設(shè)計(jì)，接線示意圖為圖 。將 2407A 的 A 口定義為 I/O 口，行線 IOPAIOPA7 定義為輸出口，IOPAIOPAIOPA5 定義為輸入口。硬件延時(shí)消抖電路采用阻容濾波電路，具體電路參見附錄 1。23碩士學(xué)位論文的按鍵數(shù)為 6 個(gè)，設(shè)置為功能鍵，分別為光標(biāo)上、光標(biāo)下、光標(biāo)左、光標(biāo)右、確定、取消，具體的按鍵編碼對(duì)照?qǐng)D 中的標(biāo)號(hào)列成表格 。鍵盤編碼的規(guī)則 為先行線全掃描，確定按鍵 3 的鍵碼，然后 IOPA6 輸出低電平掃描確定按鍵 6 的鍵碼值。+5V表 鍵盤編碼表輸 IOPA6出口 IOPA71 2 34 5 6IOPA3 IOPA4 IOPA5輸入口鍵盤編號(hào)鍵盤編碼鍵碼釋義按鍵 10x00B0修改 參數(shù)或 者進(jìn) 入下一級(jí)界面按鍵 20x00A8返回 上一頁 或者 返回確認(rèn)前操作按鍵 30x0098光標(biāo)上一個(gè)單位按鍵 40x0030光標(biāo)下一個(gè)單位按鍵 50x0028光標(biāo)左一個(gè)單位按鍵 60x0018光標(biāo)右一個(gè)單位圖 鍵盤電路示意圖 基于 DSP 的控制器 PCB 制板注意事項(xiàng)控制器方案設(shè)計(jì)確定之后，最后的實(shí)施結(jié)果要體現(xiàn)在電路控制板中，本文的 硬件電路設(shè)計(jì)軟件采用 Protel99SE。為了保證控制器安全可靠的工作，控制電路 板抗干擾性能要高，消除干擾的方法除了在軟件加入可靠性設(shè)計(jì)以外，還需要在 硬件電路的制板過程中加以注意，尤其是在高速的 DSP 控制系統(tǒng)中，硬件 PCB 制板是一個(gè)前提條件。本文中的控制板是基于 DSP 控制器的高速數(shù)據(jù)采集控制 板，在制板過程中有如下地方需要注意。① Protel99 SE 沒有提供 2407A 的封裝，需要依據(jù)原文資料提供的尺寸自行 創(chuàng)建。用 Prote199 SE 的向?qū)ё詣?dòng)生成封裝既方便，精度又高．因?yàn)?2407A 為貼 片式封裝，引腳細(xì)小，間距窄。建議把引腳設(shè)為長 ，寬 ，引腳間 距 ．這樣容易焊接，不易造成短路。② 所有連接 DSP 時(shí)鐘模塊的導(dǎo)線必須盡可能短。當(dāng)連接 PLL 引腳時(shí)，應(yīng)注 意以下幾個(gè)方面：使用短引線連接 PLLVCCA 引腳到低通濾波器；使旁路電容最 近連接到 PLLVCCA 和 VSS 間；使這些導(dǎo)線、芯片和旁路電容形成的環(huán)路面積最 小。面積越大則電磁干擾越大。③ PCB 板上的數(shù)字地與模擬地應(yīng)分開布線，通過電感或磁珠單點(diǎn)連接，避 免互相干擾。因?yàn)橐话銛?shù)字電路的抗干擾能力強(qiáng)， TTL 電路的噪聲容 限 為~，CMOS 數(shù)字電路的噪聲容限為電源電壓的 ~ 倍；而模擬電路部 分只要有微伏級(jí)的噪聲，就足以使其工作不能正常。④ 銅膜線寬的最小值取決于流過它的電流大小，一般不宜小于 mm。只有源電力濾波器控制器的研制及其應(yīng)用要電路板面積無特殊限制，線寬和間距最好選用 。通常情況下，l~的線寬允許流過 2 A 的電流。地線和電源線寬度最好不小于 l mm。⑤ 在 DSP 和其他芯片的電源與地之間就近跨接 ~ 的去耦電容，以 提供和吸收芯片通斷電瞬間的充放電電能，且能旁路芯片產(chǎn)生的高頻噪聲。⑥ 印刷電路板與外接元器件（主要是電位器、插口或另外印刷電路板）的連 接方式。印刷電路板與外接元件一般是通過塑料導(dǎo)線或金屬隔離線進(jìn)行連接。但 有時(shí)也設(shè)計(jì)成插座形式。即：在設(shè)備內(nèi)安裝一個(gè)插入式印刷電路板要留出充當(dāng)插 口的接觸位置。對(duì)于安裝在印刷電路板上的較大的元件，要加金屬附件固定，以 提高耐振、耐沖擊性能。 本章小結(jié)本章首先介紹了控制器系統(tǒng)的整體框架模塊，對(duì)系統(tǒng)的可行性進(jìn)行了分析， 然后對(duì)各個(gè)單獨(dú)的硬件模塊進(jìn)行詳細(xì)的闡述，并對(duì)電路中的參數(shù)的整定給出了理 論設(shè)計(jì)的原理和實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)的對(duì)比。通過實(shí)際系統(tǒng)的驗(yàn)證，最后給出了在實(shí)際電路 設(shè)計(jì) PCB 制板過程中需要注意的一些問題，提供給相關(guān)設(shè)計(jì)人員一些設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)。碩士學(xué)位論文第 3 章 諧波實(shí)時(shí)電流檢測方法及 DSP 實(shí)現(xiàn)對(duì)于電力系統(tǒng)的諧波治理，首先就是要解決諧波檢測問題。隨著現(xiàn)代技術(shù)的 發(fā)展，出現(xiàn)了許多諧波檢測方法，這些方法都是為了準(zhǔn)確快速檢測電網(wǎng)諧波電流 或諧波電壓，以保證有源電力濾波器的抑制諧波的效果。APF 補(bǔ)償電流的檢測方 法不同于一般電力系統(tǒng)中所使用的諧波測量方法。它一般不需要分解出各次諧波 分量，而只需要檢測出除基波有功電流之外的總的高次諧波和無功畸變電流。 本章首先對(duì)目前有源電力濾波器中應(yīng)用的畸變電流檢測方法進(jìn)行了分析比 較 。在此基礎(chǔ)上 ，針 對(duì) APF 中只需要檢測總的畸變電流 ，經(jīng)反向后再注入諧波源 系統(tǒng)，以抵消或補(bǔ)償電網(wǎng)系統(tǒng)中的畸變電流，使電網(wǎng)僅提供基波有功電流，提出 了一種基于離散傅立葉變化 DFT(Discrete Fourier Transform)的滑窗迭代算法，該 算法能通過簡單的計(jì)算實(shí)時(shí)有效的檢測出諧波參考指令電流，并給出了該算法的 實(shí)現(xiàn)。 常用諧波檢測算法諧波檢測方法是通過一定的方法獲得諧波的信息，以此作為參考來控制有源 濾波器的輸出，因此又稱為諧波參考電流或參考電壓的獲取方法，它在很大程度 上決定了有源濾波器的工作性能。最早的檢測方法是通過模擬電路實(shí)現(xiàn)的，隨著 電子技術(shù)和計(jì)算機(jī)的飛速發(fā)展，諧波的檢測已被數(shù)字檢測方法替代。 采用模擬電路來獲取諧波和基波無功的優(yōu)點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)簡單，其缺點(diǎn)是由模擬濾 波器引起的相位和幅值誤差都比較大，而且高精度的模擬濾波器很難設(shè)計(jì)，對(duì)電 網(wǎng)頻率波動(dòng)和電路元件參數(shù)十 分敏感，因而已極少采用 [ 44~45] 。這種方法可分為 帶阻濾波器法和帶通濾波器法。帶阻濾波器法用帶阻濾波器將基波分量從檢測的 負(fù)載電流中濾去，得到的高頻分量即為期望的諧波參考信號(hào)。這種濾波方法可等 效為差分控制，其抗干擾能 力很差。帶通濾波器法的基 本原理是濾出基波分 量 [46]，從總的負(fù)載電流中減去基波分量即為期望的諧波參考信號(hào) 。帶通濾波器法雖 然不如帶阻濾波器法直接，但可避免帶阻濾波器法對(duì)濾除信號(hào)產(chǎn)生的差分效應(yīng)， 這就是人們往往選擇使用帶通濾波器法而不使用帶阻濾波器的原因。但是帶通濾 波器法存在較大的相位和幅值誤差。 采用數(shù)字技術(shù)能夠很好的克服模擬電 路檢測技術(shù)固有的缺點(diǎn) [47] ，如存在相 位和幅值誤差，因此，越來越得到廣泛的應(yīng)用。目前，常用的諧波檢測方法有： (1) 傳統(tǒng)的傅立葉和 FFT 算法：采用快速傅立葉變換，從變換后的電流信號(hào) 中除去基波分量，再對(duì)余下分量進(jìn)行反變換，即可得到諧波電流的時(shí)域信號(hào)。這 種方法的主要缺點(diǎn)是需要嚴(yán)格的同步采樣 ，否則會(huì)產(chǎn)生頻譜泄漏 [48~51]，引起較大 有源電力濾波器控制器的研制及其應(yīng)用的誤差，在這種方法中，整個(gè)分析周期里各次諧波的幅值和初始相位角都被認(rèn)為 是不變的，因此如果電網(wǎng)諧波在該周期里有較大的波動(dòng)，則會(huì)引起較大的檢測誤 差。另外這種分析方法的延時(shí)太長，為了計(jì)算傅立葉級(jí)數(shù)，需要至少一個(gè)電網(wǎng)周 期的歷史數(shù)據(jù)，因此只適合于變化緩慢的負(fù)載。 （ 2）基于干擾對(duì)消原理的自適應(yīng)諧波檢測 基于干擾對(duì)消原理的自適應(yīng)諧波電流檢測方法框圖如圖 所示。設(shè)積分環(huán) 節(jié)的直流增益為 G，則可以推導(dǎo)出該框圖除了帶通濾波器和 90 度移相環(huán)節(jié)外的系 統(tǒng)傳遞函數(shù)為 s 2 + 249。 2H (s) = r rs 2 + D 2 Gs + 249。 2()可見，該電路等效于一個(gè)理想的頻控二階陷帶濾波器。陷帶中心頻率由參考 信號(hào) V(t)的頻率ω r 決定，帶寬由參考信號(hào)的幅度 D 和積分器的增益 G 決定。圖 中檢測信號(hào)為畸變電流，當(dāng)檢測信號(hào)為畸變電壓時(shí)該傳遞函數(shù)仍然成立。此方案 的特點(diǎn)是輸入信號(hào)頻率決定了陷帶濾波器的中心頻率，因而可以在很寬的頻段內(nèi) 將陷帶濾波器的帶寬設(shè)計(jì)得較窄以獲得理想的檢測性能。此方案中，如果在諧波 檢測中參考信號(hào) V(t)波形發(fā)生畸變，則需要采用帶通濾波器預(yù)處理，會(huì)導(dǎo)致帶通 濾波器設(shè)計(jì)上的困難 。而且基波頻率變化時(shí) ，90 度移相環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)變得非常困難。 此外，反饋環(huán)節(jié)的低通濾波器由一個(gè)簡單的積分環(huán)節(jié)擔(dān)任，檢測電路的動(dòng)態(tài)響應(yīng) 比較差。 M4 Xi ( t ) = i1 (t ) + ih (t )+ M3 XM2 ∫ Xi ( t ) = ih (t )M1 ∫ XV( t)D co s 249。 r t帶 通濾波器 90 度移相環(huán) 節(jié)D sin 249。 r t圖 基于干擾對(duì)消原理的自適應(yīng)諧波檢測框圖（ 3）基于神經(jīng)元的自適應(yīng)諧波檢測 人工神經(jīng)元網(wǎng)絡(luò)（ ANN）具有自適應(yīng)和自學(xué)習(xí)能力，近年來在優(yōu)化計(jì)算和自 適應(yīng)控制方面已獲得廣泛的應(yīng)用 [52~55]。由于有源濾波器逐漸成為近年來的研究熱 點(diǎn)，有些學(xué)者開始嘗試將 ANN 應(yīng)用于 APF 的諧波檢測中，構(gòu)成各種基于神經(jīng)元 的自適應(yīng)諧波檢測方案，如圖 所示。 碩士學(xué)位論文iL (t ) = iC＋+(t ) + i1 (t)900移相uS (t )249。 2ir (t )f (?)∑249。 1e(t )圖 神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)自適應(yīng)諧波檢測框圖研究結(jié)果表明基于 ANN 的自適應(yīng)諧波檢測顯示出較好的前景，但是決定其 性能的網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)和學(xué)習(xí)算法的選擇和設(shè)計(jì)較為困難，理論上還很不完善，現(xiàn)有技 術(shù)手段也無法保證實(shí)現(xiàn)快速的響應(yīng)性能。 (4) 瞬時(shí)無功功率法：這種方法適合于三相系統(tǒng) ，不過采取一些措施（如在 單相信號(hào)的基礎(chǔ)上，根據(jù)三相對(duì)稱的特點(diǎn)，構(gòu)造出三相信號(hào)），也可用于單相系 統(tǒng) [56]。計(jì)算負(fù)載的瞬時(shí)功率，它包括直流分量和脈動(dòng)分量，結(jié)合一定長度的歷史 數(shù)據(jù)（一般分布在整數(shù)倍的電網(wǎng)周期內(nèi)）分離出脈動(dòng)部分，按在三相內(nèi)平均分配 總電流的原則 ，計(jì)算得到所需的參考信號(hào) 。經(jīng)過不斷改進(jìn) ，現(xiàn)在包括 dq 法 [57~58] 、 pq 法 [59~60] 以及 ip,iq 法 [61~62 ] 。其中 pq 法適用于電網(wǎng)電壓對(duì)稱且無畸變情況下 諧波電流的檢測；ip,iq 法不僅在電網(wǎng)電壓畸變時(shí)適用，在電網(wǎng)電壓不對(duì)稱時(shí)也同 樣有效；而基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換的 dq 法可在電網(wǎng)電壓不對(duì)稱、畸變情