【導讀】畢業(yè)設計（論文）共××頁圖紙共×張。完成日期20××年×月答辯日期20××年×月。逆變電源可以利用蓄電池為負載提供應急供電。同時UPS也具有改善電網電力質量的作。我國UPS市場需求巨大，每年UPS的市場銷售量大約在80億元人民幣。一套融合軟硬件的適用于UPS逆變電源的數(shù)字化精準控制方案。逆變控制信號和驅動控制信號產生的主芯片。本文在AlbumDesigner軟件環(huán)境下繪制電路。原理圖和PCB電路板。在電路板設計中加入了各種抗干擾措施，提升了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。調試結果表明，在本文設計的UPS逆變電源控制系統(tǒng)的協(xié)調下，可以使得

　　

【正文】 s in)0( ffndstnu ?，后一項我們表示為 )(lud 。 2 將（ 3）式代入（ 2）式中的第二個方程，則有 )_2s i n ()0(4 )()(2)()0()0(c o ss i ns i n)(1112122111212mmdmmmsmmdsddmmmdUtLIa r c gtCuLIIURIUluRuuttLItIUdtlduC???????????????? 可以看出，輸出電壓由三部分組成：直流分量、遠低于開關頻率的交流分量、等于或高于開關頻率的交流分量。輸出電容足夠大時，第三部分可以忽略，所以輸出電壓的諧波主要在第二部分。 故有 CIU LIIUu u mm mmmd 12122m a x2 )()()0( ? ???? (36) 由上式可知，輸出電壓的諧波比率近似與輸出功率成正比，與濾波電容大小成正比。 主電路及 PI 調節(jié)器的參 數(shù)選擇 本 PFC 電容的最大功率為 1KW，此時輸入電流的有效值為 5A 左右，若要滿足電感電流連續(xù)則有： HfsIUL m m 33 1011020252 3102 ???????? 在此部分設計輸出電壓為 400V，滿功率運行時，負載電阻 RS=160,根據前面的分析有 若要使紋波 小于 1%，將各量的值代人可得 C≥ 1000106。故我們選擇 PI 調節(jié)器參數(shù)選擇：我們可以通過 MATLAB 建立仿真模型，并初步估計 pK 、 IK 的值，（注：電壓、電流 PI 調節(jié)器 的形式均為： SKK IP?。）再將程序下載到 DSP 中，并不斷調節(jié) pK 、 IK 的值，直到輸出波形令人滿意為止。由于時間及條件有限，在此暫不討論。 CRIU LIIUU U smm mmmd 12122m a x2 )()()0( ? ??????? FC mhL ?1500:1: 9 4 逆變器部分 主電路（逆變部分）分析 分析：單相逆變橋的電路有推挽逆變電路，半橋逆變電路，全橋逆變電路等。推挽逆變電路會帶來不平衡現(xiàn)象，導致變壓器飽和，功率管電流過大。半橋逆變電路的直流電壓全增加功率管的應力，要輸出 220V的交流電壓就要使 用至少 620V直流電壓會增加功率管的應力。全橋逆變電路比較適合用于大功率的場合，故選擇的主電路是全橋逆變電路。 圖 41 單相全橋逆變電路 singlephase fullbridge inverter circuit 工作過程分析： 1）當 1GU ， 2GU 為高電平時，不妨設電流Li為正， 1T ， 3T 導通，電流流向為：電源正極 ????? 31 TRCLT 電源負極 ,此時電壓 cm VV? 。 2）一段時間后 1GU ， 3GU 變?yōu)榈碗娖剑?2GU ， 4GU 變?yōu)楦唠娖健? （ i）若電流 Li 為正，電流流向為：電源 負極 ????? 42 VDRCLVD 電源正極，此時電壓 mcVV?? 。 （ ii）若電流 Li 為負，電流流向為：電源正極 ????? 24 TLRCT 電源負極，此時電壓 mcVV?? 。 其中 1GU ， 2GU ， 3GU ， 4GU 別是四個功率管的驅動電壓波形，其中 1GU 、 3GU 與 2GU ， 4GU 的波形是互補的。 2 1GU 3GU2GU 4GUCU?CU?mV 圖 42 全橋逆變電路的主要波形圖 Fig. 42 fullbridge inverter circuit main waveforms mV 的波形圖見上，虛線為 mV 的平均電壓。 正弦波脈寬調制技術（ SPWM） 對于逆變器的輸出電壓，基本要求就是輸出電壓的基波分量大小可控，逆變器輸出電壓波形的諧波分量盡可能小。本文采用正弦脈沖寬度調制技術 (SPWM)，通過調節(jié)SPWM 的控制信號的頻率和脈沖寬度，達到調節(jié)輸出信號的基波電壓幅度，改善輸出電壓的質量。 這種調控方法屬于逆變器通過改變開關信號自 身調節(jié)其輸出波形的方法，是一種高效的控制手段。經典的采樣控制理論中，有一條很重要的原理 :沖量等效原理。大小、波形不同的窄脈沖變量，例如電壓 v(t)，作用于慣性系統(tǒng) (例如 LR 電路 )時，只要他們的沖量，即變量對時間的積分相等，其作用效果相同，形成的電流響應也相同。這就是SPWM 技術的理論基礎。也就是說，只要對逆變電路的開關器件進行適時的控制，在適當?shù)臅r候開通或者斷開逆變電路的開關，每個時間段內的電壓脈沖足夠窄，輸出的脈沖波形可以與正弦波的效果相同。 正弦波脈寬調制（ SPWM）波形：就是與正弦波等效的一系列等幅不 等寬的矩形脈沖波形。 原理：把正弦波分成 N等份，然后把每一等份的正弦曲線與橫軸包圍的面積用一個與此面積相等的矩形脈沖來代替，矩形脈沖的幅值量不變，各脈沖的中點與每一等分的中點重合。 這樣，由 N 個等幅不等寬的矩形脈沖組成的波形與正弦波形等效，稱作 SPWM波形。 SPWM 波有兩種：單極性 SPWM 和雙極性 SPWM。 11 單極性正弦波脈寬調制 圖 43 單級性 SPWM 波形圖 Singlestage waveform of SPWM 分析：單極性 SPWM 波形產生是由逆變器上橋 臂中兩個功功率開關 T1 和 T2 反復導通和關斷形成的（ T3 恒導通）。 其等效正弦波為 tUm 1sin? ,而 SPWM 脈沖系列波的副值為 2dU ，各脈沖寬度不等，但中心間距相同，都等于 N? ， N 為正弦波半個周期內的脈沖數(shù)。 令第 i 個矩形波形寬度為 i? ，中心點相角為 i? 。則有 ???? NiNiNi 2 1221 ????? 根據面積相等的等效原則，有 ? ??? NNmdi ii tdUU 22 11 (s in2 ?? ?? ??? )]2c o s ()2[ c o s ( NNU iim ???? ???? im NU ?? s in2s in2? 當 N→∞時， NN 22sin ?? ? ,于是有 imdi UNU ??? s in2 ???。 設基波分量的角頻率為 1? ，幅值為 mU1 ， K 次諧波分量的幅值為 kmU 。則有 )(s in22 111 2121ttdkUU Ni dkm iiii??? ?? ??? ?? ??? 2 ]2s in)2 12[ s in (2 1 iNid kNikkU ??? ???? ?? 對于各次諧波，顯然 K， N 越大， kmU 越小。 上式表明，單極性 SPWM 逆變器中的諧波分量除了隨 K 的次數(shù)增大而自然消除外，對低次諧波還可以通過脈沖數(shù)的增加來減少。 當 K=1，且令 22sin ii ??? ，則可以得到基波分量的幅值 2)]2 12[ s in (2 11 iNidm NiUU ??? ???? ?? 將 i? 的表達式代入有 iNimm iNUU ?? s in]2 )12([ s in211 ??? ?? 再將 i? 的表達式代入有 ]2 )12([ s in]2 )12([ s in2 11 ?? ???? ?? iiNUUNimm 21 ]2)12([ s in2 ??? ??iNU Nim ]2 )12(c o s1[1 ???? ?? iNU Nim mm UNNU ???? 0 由此可見，輸出電壓的基波電壓正是調制時所要求的正弦波。 雙極性正弦波脈寬調制 圖 44 雙極性 SPWM 波形圖 bipolar SPWM waveform 13 分析：在單 極性正弦波脈寬調制過程中我們發(fā)現(xiàn)，脈沖電壓要么是 0，要么是 2dU。電壓只在“正”和“零”之間變換，主電路 每次只有 T1， T2管反復導通與關斷。如果讓T1， T2， T3， T4 交替導通與關斷，則輸出脈沖在“正”和“負”之間變化，就可得到雙極性 SPWM 波形。 與單極性 SPWM 分析類似，我們可以得到 ]c o s)1(21[2 1 iNi idkm kkUU ?? ?? ??? 總結：根據以上分析我們可以發(fā)現(xiàn)，這種脈寬調制技術的一個重要特點：輸出波形中基本不包括低次諧波，在脈寬輸出波中僅存在與載波頻率相近的 高次諧波。當載波頻率為 20KHZ 時，輸出電壓的最低諧波都在幾千赫，這樣濾波器可以大大減小，對 SPWM的脈寬進行調節(jié)，我們可以得到不同幅值的正弦波電壓。 SPWM 波形的實現(xiàn) SPWM 波形的實現(xiàn)：包括模擬方法和數(shù)字方法。 1）采用比較器電路實現(xiàn) SPWM 波形原理簡單，但需要很多器件，電路比較簡單。 2）微控制器實現(xiàn)由于受到系統(tǒng)時鐘頻率和計算能力的限制， SPWM 的脈沖頻率不會很高。 3）應用單片機產生 SPWM 波形，其效果受到指令功能的限制，有時難有很好的實時性。 4）傳統(tǒng)的產生 SPWM 波形的方法能夠用于逆 變器中實現(xiàn)幅度和頻率可調的正弦波電壓。當負載為線形時還好，但它不是對輸出電壓進行逐點控制的，因此該逆變器帶非線形負載時，電壓將發(fā)生畸變，諧波增加，嚴重影響負載的正常工作。 DSP 是一款高性能的數(shù)字處理芯片，它不僅運算速度快，還有專門用于實現(xiàn) PWM 的片內外設。運用 DSP 我們可以方便的實現(xiàn)頻率很高 SPWM 控制信號，從而減少濾波器的尺寸。而且 DSP 完全有可能用于逆變器中實現(xiàn)輸出電壓的逐點控制。 DSP 在逆變器中的應用 帶死區(qū)信號的產生 DSP 芯片的事件管理模塊 EVA/B 各有三個全比較單元， 每個全比較單元有兩個相應的比較 /PWM 輸出。它們產生 PWM 波形的工作原理如下： 2 設置計數(shù)器 1 的工作模式。由于我們需要的對稱的 PWM 波形，故將計數(shù)器設置為連續(xù)增 /減計數(shù)模式。計數(shù)器啟動后，從 0 開始往上計數(shù)，計數(shù)器達到設定值后，計數(shù)器往下計數(shù)到 0，然后接著開始下一周期的計數(shù)。 每個比較單元有一個 16 位的比較寄存器。當計數(shù)器的值與該寄存器的值相等時，PWM輸出電平改變。在每個 PWM周期寄存器由新的比較值重寫，以調整 PWM輸出的脈沖的寬度來控制功率器件的開關時間。因為比較寄存器是映像的，新的值可以在一個周期改變 PWM 輸出的脈寬。 圖 45 全比較單元產生帶死區(qū)的 PWM 波形圖 Fig. 45 all produce more units with the PWM waveform dead 分析：由于功率器件有一定的關斷時間，當 T1 關斷時， T2 不能馬上導通，否則會出現(xiàn)兩個管子同時導通導致器件的損壞。 DSP 的全比較單元具有可編程的死區(qū)單元（通過設置死區(qū)控制寄存器 DBTCONX 的值來實現(xiàn)）。它能夠在同一橋臂的導通與關斷時間內插入一定的死區(qū)時間，防止發(fā)生直通現(xiàn)象。 此外， DSP 還有電源驅動保護功能，利用 引腳 PDPINT （電源驅動保護中斷）可為系統(tǒng)的安全提供保障。如果 PDPINT 未被屏蔽，當 PDPINT 被拉低后，所有的 PWM 輸出均為高阻狀態(tài)。這樣就可以在短路、過流的情況下，關閉功率開關器件，以避免器件的損壞。 逆變器部分的采樣時序及 A/D 轉換 分析：在功率管開關瞬間，將產生大量的高頻紋波疊加在電感電流或電壓信號上。如果采用傳統(tǒng)的采樣方法，需要對該信號進行濾波，通常用阻容電路進行濾波。這樣回 15 導致 信號的延時，影響控制的穩(wěn)定。在此我們采用一種新的采樣時序，其采樣時序圖見（圖 4~6）。 圖 46 逆變器的采樣時序圖 Fig. 4 6 sampling timing diagram inverter 當采用設置計數(shù)器方法來采樣后，在運行時，在相鄰的開關周期， PWM 的脈寬基本相等。采樣保持時間發(fā)生在計數(shù)器的值為最大（或為零）的時刻，此時的電感電流的高頻紋波已經損耗了，采到的波非常純凈。而且這個時間正好是功率器件導通或關斷的一半位置，因此，采樣的值即為一個開關周期內電感電流的平均值。 結論；使用這種方法不需要設置采樣濾波電路，減少了信號采樣的延時。采樣后 A/D轉換的值即為該信號一個周期的平均值，不需要再對該信號進行處理。 基于 DSP 的逆變器的實現(xiàn) 逆變器控制方法的發(fā)展 過去，閉環(huán)控制的脈寬調制計數(shù)廣泛應用于電網電壓調節(jié)系統(tǒng)和不間斷電源系統(tǒng)中。它們能夠在負載變化時提供輸出穩(wěn)定的正弦波電壓。為了減少輸出電壓的諧波分量，人們普遍采用正弦波脈寬調制（ SPWM）技術。事實證明，傳統(tǒng)的閉環(huán) SPWM 控制在負載穩(wěn)定的情況下，能夠產生諧波下的正弦波電壓。但是在非線形負載，或當負載 突變時，輸出的正弦波電壓將發(fā)生畸變。產生這種現(xiàn)象的原因在于它們的控制算法。它們是對一個周波的電壓值進行控制的，因此動態(tài)性能差。盡管有的模擬控制器采用了瞬時控制的發(fā)法，