【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 關(guān)管、高頻電容 器 、變壓器、儲(chǔ)能電感和高頻整流二極管等元器件，是開(kāi)關(guān)電源面臨的第二個(gè)問(wèn)題。 開(kāi)關(guān)電源高頻化后， 因 開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速度 提高，會(huì)受到電路中分布電感和電容或二極管存儲(chǔ)電荷 效應(yīng) 而產(chǎn)生較大的浪涌和噪聲，再通過(guò)電路中元器件進(jìn)一步產(chǎn)生較強(qiáng)的尖峰干擾和諧波干擾，加之變壓器在高頻變換狀態(tài)下由于漏感、寄生第一章 緒 論 4 電感等因素產(chǎn)生的電磁干擾，都可能對(duì)電路中的元器件及電網(wǎng)造成污染。 因此，克服開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生的各種噪聲干擾，是開(kāi)關(guān)電源面臨的第三個(gè)問(wèn)題。 功率因數(shù)校正技術(shù)簡(jiǎn)介 功率因數(shù)校正的由來(lái) 交直流（ AC/DC） 變換器 是 電子產(chǎn)品 不可缺少的部分 ， 圖 所示 是 最簡(jiǎn)單的 AC/DC 變換器，它是由普通二極管整流橋?qū)崿F(xiàn)，其輸出是不可調(diào)節(jié)的直流電壓Ud，一個(gè)大電容 Cd 用來(lái)濾除低頻紋波。在圖中，可選模型為：整流二極管為 D1N4007，電解電容 Cd 為 80181。F/400V，輸入交流電源為 220V/50Hz。利用OrCAD PSpiceA/D 仿真工具可得出輸入電流波形和電流諧波分布圖，分別如圖 和 所示。 可見(jiàn)，由于此整流濾波電路是由非線性元件和儲(chǔ)能元件組成：二極管和電解電容，整流二極管的導(dǎo)通角很小，輸入電流波形為脈沖狀，因此，雖然輸入交流電壓是 正弦波，但輸入交流電流波形卻發(fā)生嚴(yán)重畸變。由此產(chǎn)生的諧波電流對(duì)電網(wǎng)污染嚴(yán)重而且使輸入端功率因數(shù)下降，導(dǎo)致無(wú)功 功率增大 [1]。 Time I(V1)0A Frequency0Hz I(V1)0A200mA400mA 圖 輸入電流波形圖 圖 輸入電流諧波分布 功率因數(shù) PF 通常定義為： SPPF? （ 11）其中 P 為有功功率，定義為 2 2 0 V / 5 0 H zD 1 N 4 0 0 78 0 181。 F / 4 0 0 V1 . 5 kCdUd+ 圖 簡(jiǎn)單的電容濾波 AC/DC 變換電路 江 蘇 大 學(xué) 本 科 畢 業(yè) 論 文 5 ?cos1UIP ? （ 12） S 為視在功率，即端口電壓、電流有效值的乘積： UIS? （ 13）式（ 12）和式（ 13）中， U、 I 分別為 u、 i 的有效值， 1I 為電流基波分量， ф為基波電流與輸入電壓 U 的相位差， u 為輸入電壓的瞬時(shí)值， i 為輸入電 流的瞬時(shí)值。設(shè)交流輸入電壓為正弦，輸入電流為非正弦。輸入電流有效值 I 為： ?? ????? 22221 nIIII （ 14）式中， I1， I2， ? ， In 分別為電流基波分量、二次諧波、 ? 、 n 次諧波電流的有效值。 設(shè)基波電流 I1落后 u，相位差為 ф 。則功率因數(shù)可表示為： IIUIUIPF ?? c o sc o s 11 ?? （ 15） 故式 （ 11） 定義的 功率因數(shù)可由下式確定： ?cos1IIPF ? （ 16）式中， I1/I 為基波電流有效值和總電流有效值之比，稱為基波因數(shù)，而 cosф 稱為位移因數(shù)或基波功率因數(shù)?？梢?jiàn)，功率因數(shù)是由基波電流相移和電流波形畸變這兩個(gè)因素共同決定。 要研究 AC/DC 變換電路中輸入功率因數(shù)與諧波的關(guān)系，還要引入一個(gè)概念，就是“總諧波畸變” (Total Harmonics Distortion)，簡(jiǎn)稱 THD。定 義為： 212n2ns1h IIIIT HD ????? （ 17）式中， Ih 為所有諧波電流分量的總有效值。則又有： 21 11THDII ?? （ 18）根據(jù)圖 估算一般 AC/DC 電路的功率因數(shù)，可得數(shù)據(jù)如表 所示。 表 諧波電流分布數(shù)值 諧波分量 (n) 3 5 7 9 11 In/I1 第一章 緒 論 6 則 22222 ??????T H D 根據(jù)式 (18)可得 11 1 21 ????? T H DII 而 cosф≤ 1，故 PF≤ ?？梢?jiàn)，一般 AC/DC 電路功率因數(shù)是較低的，遠(yuǎn)未有達(dá)到相關(guān)的標(biāo)準(zhǔn)。 諧波的危害及功率因數(shù)校正的意義 電流波形畸變和大量的諧波會(huì)給系統(tǒng)本身及其周?chē)碾姶怒h(huán)境帶來(lái)一系列的危害，主要表現(xiàn)在以下幾個(gè)方面 [2~3]： （ 1） 諧波成分惡化供電系統(tǒng)的供電質(zhì)量。 （ 2） 諧 波成分增加了輸電、配電和用電系統(tǒng)中的損耗。 （ 3） 諧波成分影響供用電系統(tǒng)的安全。 （ 4） 諧波成分會(huì)導(dǎo)致一些重要的控制、保護(hù)和測(cè)量裝置誤動(dòng)作。 （ 5） 高次諧波干擾通信系統(tǒng)。 由于諧波的危害日益嚴(yán)重，世界各國(guó)都對(duì)諧波問(wèn)題予以足夠的重視。不少國(guó)家和國(guó)際學(xué)術(shù)組織都制定了限制電力系統(tǒng)諧波和用電設(shè)備諧波的標(biāo)準(zhǔn)和規(guī)定，如國(guó)際電氣電子工程師協(xié)會(huì) (IEEE)、國(guó)際電工委員會(huì) (IEC)和 國(guó)際大電網(wǎng)會(huì)議(CIGRE)都推出了各自建議的諧波標(biāo)準(zhǔn)，其中最有影響力的是 IEEE519992[4]、IEC5552(修訂版本 )和 IEC6100032, 我國(guó)也于 1993 年制定了限制諧波的規(guī)定和國(guó)家標(biāo)準(zhǔn) [5]。 功率因數(shù)校正技術(shù)是解決電力電子裝置造成的諧波污染和電磁干擾的有效解決方案，它能改善電網(wǎng)供電質(zhì)量，減少供電中的損耗，保證精密電子儀器和安全裝置的正常工作，符合“綠色能源”的發(fā)展方向。 功率因數(shù)校正器的主要優(yōu)點(diǎn)是： ① 可獲得較高的功率因數(shù)，如 ~，甚至到 1； ② 諧波畸變率 THD 小，可在較寬的電壓輸入范圍 (如 90Vac~264Vac)和寬頻帶下工作； ③ 體積小、重量輕； ④ 輸出電壓穩(wěn)定度較高。 功率因數(shù)校正器的主要缺點(diǎn)是： ① 電路復(fù)雜，成本高； ② EMI 高，效率下 降。 江 蘇 大 學(xué) 本 科 畢 業(yè) 論 文 7 功率因數(shù)校正技術(shù)的分類(lèi) 從 應(yīng) 用機(jī)理看， 功率因數(shù)校正 （ Power Factor Correction， PFC） 分為無(wú)源功率因數(shù)校正和有源功率因數(shù)校正 （ Active Power Factor Correction， APFC）兩大類(lèi) 。無(wú)源功率因數(shù)校正可分為 LC 濾波法和電容二極管構(gòu)成的填谷校正法。有源功率因數(shù)校正中，按工作模式可分為連續(xù)導(dǎo)電模式 （ Continuous Conduction Mode， CCM）和不連續(xù)導(dǎo)電模式 （ Discontinuous Conduction Mode， DCM） ；按拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 可 分 為單級(jí)模式和雙級(jí)模 式 [6]。 1 無(wú)源 PFC 技術(shù) 這 一 技術(shù)是在整流器和電容之間串入一個(gè)濾波電感，通過(guò) LC 濾波器來(lái)消除高次諧波以提高功率因數(shù) ， 如圖 所示。 在圖 中，二極管用 Philips 的 BYT12P1000 模型，其 他 元件參數(shù)如圖 中所示。用 OrCAD PSpice A/D 仿真工具進(jìn)行仿真 ， 可得出圖 輸入電流波形和圖 輸入電流諧 波分布。根據(jù)圖 可估算出圖 所示 AC/DC 變換電路的功 率因 數(shù) PF≤ ，可見(jiàn)用簡(jiǎn)單的電路就可達(dá)到提高功率因數(shù)的目的。但這一技術(shù)所需電感值較大，電路笨重，而且輸入電流波形的質(zhì)量仍然不高，也不能保證任意輸入電壓都能達(dá)到高功率因數(shù)。 無(wú)源 PFC 技術(shù)的主要優(yōu)點(diǎn)是：簡(jiǎn)單，成本低 ，可靠性高， EMI ??；主要缺點(diǎn)是：體積 、重量大，難以得到高的功率因數(shù)，工作性能與頻率、負(fù)載、輸入電壓變化有關(guān)，電感電容的充放電電流過(guò)大。 Time I(V1)50mA0A50mA Frequency0Hz I(V1)0A20mA40mA 圖 輸入電流波形 圖 輸入電流諧波分布 2 2 0 V / 5 0 H zB Y T 1 2 P 1 0 0 0Ld1 0 HCd 11 0 0 pC1 01 0 181。R1 0 kI 圖 一種簡(jiǎn)單的無(wú)源功率因數(shù)校正電路 第一章 緒 論 8 2 有源 PFC 技術(shù) 隨著功率半導(dǎo)體器件的發(fā)展，開(kāi)關(guān)變換技術(shù)突飛猛進(jìn)，現(xiàn)代有源功率因數(shù)校正技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生，逐漸代替了早期采用晶閘管電路的有源功率因數(shù)校正技 術(shù) ,這種校正技術(shù)具有體積小、重量輕、效率高，功率因數(shù)可接近 1 等優(yōu)點(diǎn)。 80 年代的有源功率因數(shù)校正技術(shù)主要集中在連續(xù)導(dǎo)電模式 （ CCM） 下的 Boost 變換器的研究上 [7~8]，這 一 變換器的各種控制方式一般是基于 “ 乘法器 ” 原理，可以獲得很大的功率轉(zhuǎn)換容量，對(duì)于小功率的情形則不太適合，因其控制方式和電路較復(fù)雜。 80年代末，提出了利用某些拓?fù)潆?路工作在不連續(xù)導(dǎo)電工作模式 （ DCM） 下所表現(xiàn)出的輸出電流自動(dòng)跟隨輸出電壓的特性，來(lái)實(shí)現(xiàn)接近 1 的輸入功率因數(shù)校正方法，這 一 PFC 技術(shù)稱為自動(dòng)功率因數(shù)校正或電壓跟隨器 （ Voltage Follower） 。在 DCM模式下，電力電子電路的各種基本拓?fù)涠季哂休斎腚娏髯詣?dòng)跟隨輸入電壓的特性。與乘法器型 PFC 電路相比，電壓跟隨型 PFC 電路的控制簡(jiǎn)單，僅需要一個(gè)輸出電壓控制開(kāi)關(guān)。因此， 大 多數(shù)現(xiàn)有的 PWM 開(kāi)關(guān)電源控制用 IC 均可作它的控制器。 1） 單級(jí) AC/DC 變換器 為了降低開(kāi)關(guān)變換器的成本及提高變換器的效率，許多學(xué)者將穩(wěn)壓 和功率因數(shù)校正 (PFC)集中到一個(gè)功率級(jí)中 [9]。但存在許多難以克服的困難，如低頻輸出紋波很大，輸出電壓調(diào)節(jié)慢，控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜，電感中漏感存儲(chǔ)了太多能量，由于環(huán)路電流太大，所以效率依然很低 ， 從相關(guān)文獻(xiàn) [10]中可 以 看出，現(xiàn)代研究學(xué)者對(duì)單級(jí)隔離功率因數(shù)校正開(kāi)關(guān)電源技術(shù)還在進(jìn)一 步深入研究中。 2） 臨界導(dǎo)電模式 在 DCM 模式下 Boost 型功率因數(shù)校正電路中，當(dāng)限定 PFC 拓?fù)潆娐饭ぷ髟贑CM 和 DCM 的臨界點(diǎn)時(shí)，稱此時(shí) PFC 拓?fù)錇榕R界導(dǎo)電模式 (Critical Conduction Mode，簡(jiǎn)稱 CRM)，其基本原理如 圖 所示。 江 蘇 大 學(xué) 本 科 畢 業(yè) 論 文 9 臨界導(dǎo)電模式轉(zhuǎn)換器的 主要波形如圖 所示， 其 基本工作原理為：輸出電壓經(jīng)取樣送入誤差放大器，與內(nèi)部基準(zhǔn)電壓比較放大，輸出誤差信號(hào)與輸入電壓信號(hào)一并送入?yún)⒖汲朔ㄆ鳎?而 乘法器輸出信號(hào)是經(jīng)增益系數(shù)變換后的全波整流正弦信號(hào) uref。這樣電流整形網(wǎng)絡(luò)強(qiáng)制電流跟隨乘法器的波形，當(dāng)電感電流上升到 uref值時(shí)，經(jīng)控制邏輯輸出低電平，關(guān)斷開(kāi)關(guān)管，電感電流開(kāi)始下降，待零電流檢測(cè)到電感電流下降到零時(shí)，控制邏 輯輸出高電平來(lái)開(kāi)通開(kāi)關(guān)管，電感電流再次上升，如此周而復(fù)始 ，循環(huán)不已 。 臨界導(dǎo)電模式轉(zhuǎn)換器的 優(yōu)點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，所需電感體積相對(duì)較小，便于設(shè)計(jì)，調(diào)試方便，可以實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管無(wú)損耗和軟性開(kāi)通，適于功率不大的場(chǎng)合。缺點(diǎn)是頻率隨著線路和負(fù)載的變化而變化，電流峰值較高，存在 著 潛在的 EMI 問(wèn)題。適 合 于臨界導(dǎo)電模式的 IC 有 TDA486 FAN752SG656 MC3326 L6562 等。 同步整流技術(shù)概況 同步整流技術(shù)的作用 在輸出電壓較低、電流較大的電源模塊的設(shè)計(jì)中，采用傳統(tǒng)的次級(jí)整流電 路常用的整流二極管特別是肖特基二極管整流式電源的效率是很低的，這就需要采用另一種效率高的整流方式來(lái)降低功耗，提高效率。目前采用同步整流方式已成為低電壓、大電流電源模塊實(shí)現(xiàn)減少整流功耗，提高變換器的效率的重要手段。 A C..+參 考 乘 法 器零 電 流電 流 整 形網(wǎng) 絡(luò) 控 制 邏 輯負(fù)載輸 出電 壓取 樣電 流取 樣+基 準(zhǔn) 電 壓輸 出誤 差 放大 器V D1V D2CV TLuref 圖 臨界導(dǎo)電模式轉(zhuǎn)換器的基本原理 圖 CRM 波形 U re fI a v gI LU 、 It第一章 緒 論 10 同步整流技術(shù)的分類(lèi) 同步整流技術(shù)的基礎(chǔ)是使用 MOSFET 來(lái)代替二極