【正文】 在初始 t(on)和 t(off)計算中令 Uac=Uac(LL)。因此，可以發(fā)現(xiàn) ， dt＝ t(on)=Ldi/U= LILpk/U=恒值 ，導(dǎo)通時間 t(on)恒定。瞬時輸入電流為 Iin(t)，峰值輸入電流為 Iinpk ， Iin(t)和 Iinpk之間的關(guān)系體現(xiàn)在下述方程： )sin ()( in p kin tItI ?? （ 29）其中 inrmsinpk 2II ? （ 210） PFC 電路的輸入功率 Pin 可以通過將式 （ 28） 和式 （ 210） 代入，表示成下列方程： 222 inpkinpkinpkinpkinr m sinr m sin IUIUIUP ???? （ 211）輸出功率 Po 為： inooo PIUP ??? （ 212）對于低線電壓工作，效率 η 一般設(shè)為 92%，在高線電壓工作時一般為 95%。 FS T T H 8 L 0 6F PS P W 1 6 N 5 0C 3R11 0V T2R30 . 2 2R25.1kV D31 N 4 1 48T D A 4 86 37R46 8k564R51 0 01R6R7R85 . 1 k2 . 4 6 M1 5 . 5 kAAR9R1 02 . 4 6 M3 0 0kC31 0 n F3.2R1 13 0 kC40 . 1 181。 Ui n( t )IL( t )Ii n( t )IL p kIi n p kUi n p kO FFO Nt( U 參 I ) 圖 電感波形 （ 4） PFC 電源部分設(shè)計 瞬時輸入電壓為 Uin(t)；峰值輸入電壓為 Uinpk ， Uin(t)和 Uinpk之間的關(guān)系體現(xiàn)A C..參參+V D1V D2C21 8 0 181。電感電壓與電感電流關(guān)系如下式： tiLU dd? （ 26）式中， U＝ Uin(t)，是電感兩端的瞬時電壓， L 為電感初級電感量。因為周期 之間沒 有死區(qū)時間，交流線路電流是連續(xù)的，這就將峰值開關(guān)電流限制在了平均輸入電流的兩倍水平。000SRM10 V . . . 4 VM22 . 5 V . . . 4 . 3VM3QM= M1* ( M2 UF B) * KK = 0 . 6 5 V 1UF B= 2 , 5 V1 . 0 VC10 , 6 V0 . 2 V2 . 2 V1 . 2V5 VC2C3C4T D A 4 8 6 31 . 5 V1 . 0 V1 6VV OP0 . 2 5VC504 0 181。0000參 參 參 參參 參 參 參 1 4 V ~ 1 1 V2 . 5 V 參 參 參 參1 0 k參 參 參 參 參 參參 參 參5kamp。在臨界導(dǎo)電模式下，電感電流必 須 在下一周期之前下降到零。 模擬乘法器的輸出信號 QM 作為標(biāo)準(zhǔn)的基準(zhǔn)電流信號，它與乘法器的輸入電流 信號 M1和 來自誤差放大器的信號 M2的關(guān)系為 KUMMQ ???? )( FB21M 其中， UFB為輸出電壓反饋信號基準(zhǔn)值，為 ； K 為比例系數(shù)，取值為 ；M1為基準(zhǔn)的電流信號，由輸入電壓經(jīng)分壓后得到，動態(tài)幅度約為 － ~ ，從M2中減去 UFB是芯片設(shè)計得要求。其特點是：可以控制 AC/DC Boost變換電路的輸入端功率因數(shù)接近 1；啟動電流低，功率消耗??；不連續(xù)導(dǎo)電模式，零電流檢測；限制輸入電流的 THD 值；電壓誤差放大器頻帶較寬 （ 5MHz） ； 具有過壓、欠壓、 過 流 保護環(huán)節(jié) 等 ， 其結(jié)構(gòu)框圖如圖 所示。 有源功率因數(shù)校正控制芯片 TDA4863 簡介 TDA4863 是一種能夠?qū)崿F(xiàn) CRM 導(dǎo)電模式的有源功率因數(shù)校正控制芯片。因此，電壓環(huán)的頻寬必須小于輸入 電壓 頻 率 ，但電壓環(huán)的瞬態(tài)響應(yīng)又要 加 快，這就要求電壓環(huán)的頻帶比較寬，所以 將 電壓環(huán)的頻帶寬盡量 接 近輸入 電壓的 帶寬，使輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)盡可能 的 快。電流的控制信號必須和整流后的電壓信號盡可能地緊密配合，以使功率因數(shù)盡可能地大。如：當(dāng)負載擾動變大時，輸出電容電壓首先下降，由于電壓環(huán)的瞬態(tài)響應(yīng)，相應(yīng) 地 會產(chǎn)生一個幅值較大的標(biāo)準(zhǔn)電流控制信號，使電感電流幅值也跟著增大，從而穩(wěn)定輸出電壓。開關(guān)管導(dǎo)通后，電感電流上升，當(dāng)上升到標(biāo)準(zhǔn)電流控制信號峰值時開關(guān)管關(guān)斷，電感電流開始下降，當(dāng)下降到零時，開關(guān)管又開始導(dǎo)通，如此循環(huán)工作。 電流環(huán)包含在電壓環(huán)內(nèi)，主要由電流取樣 和 電流整形網(wǎng)絡(luò)組成。整流后的線電壓經(jīng)一定比例取樣后產(chǎn)生一基準(zhǔn)電流信號，在參考乘法器中與誤差信號相乘產(chǎn)生標(biāo)準(zhǔn)的電流控制信號，通過標(biāo)準(zhǔn)的電流控制信號來調(diào)整電感電流的平均值大小，相應(yīng) 地 來控制輸出電壓的穩(wěn)定。 圖 中，電壓環(huán)由輸出電壓取樣電路、誤差放大器和參考乘法器組成。輸出電壓的大小可以通過控制標(biāo)準(zhǔn)電流信號的平均幅值的變化來實現(xiàn)，整流后的線電壓和電壓誤差放大器的輸出通過參考乘法器相乘來產(chǎn)生標(biāo)準(zhǔn)的電流控制信號，因此，產(chǎn)生的輸出電壓的電流控制信號有輸入電壓的波形和平均幅值。電流控制環(huán)由電流調(diào)節(jié)器、 PWM 調(diào)節(jié)器和功率轉(zhuǎn)換電路組成，其作用是迫使輸入電流跟蹤輸入電壓的波形 。 圖中還有一個特點，就是有一個輸出 /輸 入 電壓跟隨控制電路， 該 控制電路可使 PFC 輸出電壓根據(jù)輸入電壓的變化而相應(yīng)的作自動調(diào)整， 從而在 寬范圍的輸入電壓 下 得到寬范圍 PFC 輸出電壓，克服了 Boost 輸出電壓過高而恒定不變的缺點。電流整形網(wǎng)絡(luò)的主要功能是迫使電感電流的平均值跟隨參考乘法器產(chǎn)生的電流控制信號。輸出電壓取樣通過誤差放大器能夠使輸出電壓保持恒定。 CRM 工作模式下 APFC 主電路結(jié)構(gòu)框圖 圖 為 CRM 工作模式下 APFC 主電路結(jié)構(gòu)框圖。根據(jù)穩(wěn)態(tài)條件下電感電壓開關(guān)平均值為零的原理有 SioSi )1)(( TDUUDTU ??? （ 24）解得： DUU ??11oi （ 25） 在 臨界 狀態(tài)下 ，總有輸出電壓大于輸入電壓，且負載電流越小，輸出電壓就越高。 穩(wěn)態(tài)條件下，二極管 VD 電流的開關(guān)周期平均值等于負載電流 Io 。 t1t2 時段：電路處于開關(guān)狀態(tài) 2，開關(guān) S于 t1 時刻關(guān)斷，二極管 VD 導(dǎo)通，電感通過VD 向電容 C 釋放磁能，電感電流不斷減小。 t0t1時段：電路處于開關(guān)狀態(tài) 1，開關(guān) S 于t0 時刻開通，并保持通態(tài)到 t1 時刻，在這一階段，電感 L 兩端的電壓為 Ui，電感電流不斷增長。 當(dāng)處于臨界工作方式（ CRM） 時，升壓型電路在一個開關(guān)周期內(nèi)相繼經(jīng) 歷 2 個開關(guān)狀態(tài)。 Boost 變換器工作原理 Boost 變換器電路如圖 所示，主要由 驅(qū)動 開關(guān) S、電感 L、電容 C 組成。而 Buck 和 BuckBoost 功率因數(shù)校正拓撲的輸入電流波形都不很理想，相對來說選擇 Boost 拓撲可以 獲 得很高的功率因數(shù)，同時可得到較理想的輸入電流波形，但因其控制方式和電路較復(fù)雜，對于小功率的情形則不適合 。三是浪涌吸收電路，可防止因浪涌電壓電流而引起輸出紋波峰 峰值過高、高頻輻射和高次諧波的產(chǎn)生，同時還需注意噪音的抑制。 為了改善開關(guān)電源的性能，電源還需要增加一些附屬電路，一是能有效地保護電源，及時防止負載本身的過壓、過流或短路。正激式和反激式電路實現(xiàn)起來較簡單，對于 200W 的輸出功率，兩 種 方式都較容易實現(xiàn)，但由于 PFC 輸出電壓需要變化，而反激式在輸入電壓變化較大的情況下可保持輸出電壓穩(wěn)定不變，相對來說正激式在這方面不如反激式靈活，因此，本 課題中的 Uc/Uo變換就采用反激方式。 DC/DC 變換器的類型有多種，本設(shè)計 方案選 為隔離式，這樣可保證用電安全。采用 Boost 型功率因數(shù)校正電路來提高電源的輸入功率因數(shù)，同時降低了諧波電流，減小了諧波 污染 。5％ 輸入電源相數(shù)： 單相 整機效率： ≥ 84%，在 90Vac 時； ≥ 87%，在 220Vac 時 諧波電流： 符合 （ 2） 輸出技術(shù)指標(biāo) 額定輸出電壓： +12Vdc； +24Vdc 額定輸出電流： 12V/5A； 24V/6A 最小輸出電流 ： 12V/； 24V/ 輸出紋波和噪聲 (最大 )： +12V： 120mVpp25℃ ， 200mVpp10℃ ； +24V： 240mVpp25℃ ， 350mVpp10℃ 最大輸出功率： 200W （ 3） 附屬功能 輸出過壓保護： +12V： ≥ 15V 時關(guān)機； +24V： ≥ 27V 時關(guān)機 輸出過流保護： +12V： ≥ 6A 時關(guān)機； +24V： ≥ 13A 時關(guān) 機 輸出 短路保護： 當(dāng)輸出短路時自動關(guān)機，故障排除后通電可恢復(fù)工作 總體方案設(shè)計 圖 為本課題研制的開關(guān)電源總方框圖。 （ 7）分析仿真結(jié)果 得出結(jié)論。 （ 4） 計算并確定元器件的參數(shù)。 （ 2） DC/DC 變換器的拓撲選擇及設(shè)計。 為了解決檢測電流所引起的高損耗問題，文獻 [16]提出了能量恢復(fù)電流驅(qū)動同步整流技術(shù)，如圖 (b)所示，該電路將電流檢測損耗的部分能量送到輸出端，使電流檢測損耗的能量得到一定的恢復(fù)，從而較大地提高了整流效率，為電流驅(qū)動同步整流器得以應(yīng)用提供了基礎(chǔ)。因此，電流驅(qū)動同步整流器有較好的發(fā)展前景。如圖 中 (a)[15]所示 ， VT 在流 過正向電流時導(dǎo)通，而當(dāng)流過自身的電流為零時關(guān)斷，使反相電流不能流過 VT，故此處 MOSFET 與整流二極管一樣只能單向?qū)?，用在各類變換器拓撲電路中。因此，外驅(qū)動同步整流技術(shù)并不適于開關(guān)頻率很高的變換器中。雖然外驅(qū)動同步整流比傳統(tǒng)的自驅(qū)動同步整流效率較高，但它卻要求附加復(fù)雜的外驅(qū)動電路，且會帶來驅(qū)動損耗。外電路驅(qū)動提供 了 精確的時序，可達到上述要求。為了實現(xiàn)驅(qū)動同步，附加驅(qū)動電路需由變換器主開關(guān)管的驅(qū)動信號控制，見圖 。但使用諧振技術(shù)和有源鉗位技術(shù)來完善自驅(qū)動同步整流技術(shù)， 將會有效地提高其效率。 （ 1） 自驅(qū)動電壓型同步整流技術(shù) 自驅(qū)動電壓型同步整流技術(shù)是由變換器中的變壓器次級電壓直接驅(qū)動相應(yīng)的MOSFET，如圖 [13]所示，這是一種傳統(tǒng)的正激變換同步整流技術(shù)，其優(yōu)點是不需要額外附加驅(qū)動電路，結(jié)構(gòu)簡單。目前采用同步整流方式已成為低電壓、大電流電源模塊實現(xiàn)減少整流功耗，提高變換器的效率的重要手段。適 合 于臨界導(dǎo)電模式的 IC 有 TDA486 FAN752SG656 MC3326 L6562 等。 臨界導(dǎo)電模式轉(zhuǎn)換器的 優(yōu)點是電路結(jié)構(gòu)簡單，所需電感體積相對較小，便于設(shè)計，調(diào)試方便，可以實現(xiàn)開關(guān)管無損耗和軟性開通，適于功率不大的場合。 江 蘇 大 學(xué) 本 科 畢 業(yè) 論 文 9 臨界導(dǎo)電模式轉(zhuǎn)換器的 主要波形如圖 所示， 其 基本工作原理為：輸出電壓經(jīng)取樣送入誤差放大器，與內(nèi)部基準(zhǔn)電壓比較放大，輸出誤差信號與輸入電壓信號一并送入?yún)⒖汲朔ㄆ鳎?而 乘法器輸出信號是經(jīng)增益系數(shù)變換后的全波整流正弦信號 uref。但存在許多難以克服的困難，如低頻輸出紋波很大，輸出電壓調(diào)節(jié)慢，控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜，電感中漏感存儲了太多能量，由于環(huán)路電流太大，所以效率依然很低 ， 從相關(guān)文獻 [10]中可 以 看出，現(xiàn)代研究學(xué)者對單級隔離功率因數(shù)校正開關(guān)電源技術(shù)還在進一 步深入研究中。因此， 大 多數(shù)現(xiàn)有的 PWM 開關(guān)電源控制用 IC 均可作它的控制器。在 DCM模式下，電力電子電路的各種基本拓撲都具有輸入電流自動跟隨輸入電壓的特性。 80 年代的有源功率因數(shù)校正技術(shù)主要集中在連續(xù)導(dǎo)電模式 （ CCM） 下的 Boost 變換器的研究上 [7~8]，這 一 變換器的各種控制方式一般是基于 “ 乘法器 ” 原理，可以獲得很大的功率轉(zhuǎn)換容量，對于小功率的情形則不太適合，因其控制方式和電路較復(fù)雜。 Time I(V1)50mA0A50mA