【正文】 。 又由于 芯片采用 +12V 直流電源， 10 腳接電源， 11 腳、 20 腳接地， 5 腳為電流檢測(cè)輸入端、 4腳接保護(hù)電路輸入， 19 腳和 16 腳相接再對(duì)地接振蕩電容， 18 腳接振蕩電阻； f 為 100KHz、 最大占空比前面計(jì)算電感量時(shí)已假設(shè)過， max? 為 ，所以振蕩電阻： 28 KmA )(1 ??? 振蕩電容： fRDC TXT ? pFKK 20 7210 ???? 所以 TR 取 ， TC 取 2200pF。改變 Rt 的值，可以改變芯片輸出頻率。（假設(shè) VT1 先工作），每個(gè)管子工作的周期為 10us，分為 Ton 和 Toff。功率變換電路采用了移相全橋整流模塊，即使用了四個(gè) IGBT，也就是說要有四個(gè)脈沖驅(qū)動(dòng)電路來實(shí)現(xiàn) IGBT 的開關(guān)。頻率設(shè)置端（ FREQSET）的振蕩電容 (Cf)，基準(zhǔn)電壓（ VREF）端的旁路電容和 VIN 的旁路電容以及 RAMP 端斜波電容 (CR)都應(yīng)就近可靠地接于信號(hào)地。 管腳 18 為陡度端，該腳接一個(gè)電阻 Rs將產(chǎn)生電流以形成斜波，連接這個(gè)電阻到輸入電壓將提供電壓反饋。最簡(jiǎn)單的用法是：具有不同振蕩頻率的多個(gè) UC3875 可通過連接其同步端，使它們同步工作于最高頻率。如果接一旁路電容，它就很快脫離欠壓鎖定狀態(tài)。此腳應(yīng)接一旁路電容到信號(hào)地。 管腳 11為芯片供電電源端，該腳提供芯片內(nèi)部數(shù)字、模擬電路部分的電源，接于 12V穩(wěn)壓電源。 管腳 10 為電源電壓端，該腳提供輸出級(jí)所需電源， Vcc 通常接 3V 以上電源，最佳為12V。 管腳 15 為輸出延遲控制端，通過設(shè)置該腳到地之間的電流來設(shè)置死區(qū)，加于同一橋臂兩管驅(qū)動(dòng)脈沖之間，以實(shí)現(xiàn)兩管零電壓開通時(shí)的瞬態(tài)時(shí)間，兩個(gè)半橋死區(qū)可單獨(dú)提供以滿足不同的瞬態(tài)時(shí)間。當(dāng)該腳的電壓超過 時(shí)電流故障動(dòng)作，輸出被關(guān)斷，軟起動(dòng)復(fù)位，此腳可實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。 管腳 4為誤差放大器的同相輸入端，該腳與基準(zhǔn)電壓相連，以檢測(cè) E/A（－）端的輸出電源電壓。相移。最好的辦法是接一個(gè) 旁路電容到信號(hào)地。當(dāng) VIN 比較低時(shí)，芯片進(jìn)入欠壓鎖定狀態(tài) VREF 消失。從理論上分析， S S2實(shí)現(xiàn) ZVS 開關(guān)時(shí)，變壓器次級(jí)處于續(xù)流階段，諧振時(shí)由諧振電感釋放能量，使諧振電容電壓下降到零，從而實(shí)現(xiàn) ZVS，實(shí)現(xiàn) ZVS 條件為：電感能量必須大于所有參與諧振電容能量。由表 1 可以看出S S4實(shí)現(xiàn) ZVS 分別在 (t0～ t1)和 (t4～ t5)， S S1 實(shí)現(xiàn) ZVS 分別在 (t2～ t3)和 (t6～ t7)。開關(guān)頻率越高，占空比損失越大。當(dāng)半橋中的一個(gè)開關(guān)器件經(jīng)適當(dāng)?shù)难舆t時(shí)間后關(guān)斷時(shí)，變壓器初級(jí)電流又流過該開關(guān)管的輸出 寄生電容，從而與開關(guān)管的漏極電壓諧振且與電壓反相，使對(duì)角臂開關(guān)上的電壓為零，從而保證了零電壓開關(guān)工作狀態(tài)。 由于兩個(gè)橋臂的開關(guān)元件不是同時(shí)被驅(qū)動(dòng)的，所以需要精確設(shè)置“移相”導(dǎo)通波形之間的延遲時(shí)間間隔，延遲時(shí)間間隔由諧振腔控制電路的電壓回路進(jìn)行調(diào)節(jié)，最終充當(dāng)兩個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的移相號(hào)。 前面 也討論過 DCDC 變換電路，只是這里從芯片 實(shí)現(xiàn)軟開關(guān) 角度分析的。 移相式 PWM控制器的出現(xiàn)， 很 好地克服了傳統(tǒng) PWM 技術(shù)的缺點(diǎn)，移相全橋 PWM 電路通 過移相，使全橋的四個(gè)開關(guān)輪流導(dǎo)通。因此在開、關(guān)過程中會(huì)產(chǎn)生開關(guān)器件的電壓、電流波形交疊現(xiàn)象，從而產(chǎn)生開關(guān)損失。 圖 46 開關(guān)時(shí)的電壓尖峰和浪 涌電流 （ a）導(dǎo)通過程（ b）關(guān)斷過程（ c）導(dǎo)通過程電流波形（ d）關(guān)斷過程電壓波形 傳統(tǒng)的 PWM型開關(guān)電源具有控制簡(jiǎn)單，穩(wěn)態(tài)直流增益與負(fù)載無關(guān)等優(yōu)點(diǎn)，缺點(diǎn)是開關(guān)損失隨開關(guān)頻率的提高而增加。在航空領(lǐng)域內(nèi)電磁兼容性設(shè)計(jì)是一個(gè)重要的考核指標(biāo)，而電源的電磁兼容性設(shè)計(jì)又是一個(gè)比較復(fù)雜的問題，當(dāng)采用移相式零電壓軟開關(guān)電路時(shí)，電磁兼容問題就比較容易解決。由于功耗的減小，可以減小散熱器的體積 ，頻率的提高可以減小變壓器及濾波器的體積，有利于電源的小型化、輕量化。 iLr 下降到零后反向增大， t5 時(shí)刻 iLr=IL/kT，變壓器二次側(cè) VD1 的電流下降到零而關(guān)斷，電流 IL 全部轉(zhuǎn)移到 VD2 中 ，如圖 45 所示。因此 S3 為零電壓 開通。 Lr 的電流不斷減小， B 點(diǎn)電壓不斷上升，直到 S3 的反并聯(lián)二極管 VDS3 導(dǎo)通。 t2~t3 時(shí)段： t2 時(shí)刻開關(guān) S2 開通，由于此時(shí)其反并聯(lián)二極管 VDS2 正處于導(dǎo)通狀態(tài)，因此S2 為零電壓開通。 圖 43 移相全橋零電壓開關(guān) PWM 電路 工作過程 t0~t1 時(shí)段： S1 與 S4 導(dǎo)通，直到 t1 時(shí)刻 S1 關(guān)斷。 UiCrSVDSLrVDLCARSuS ( uC r)iL ruVDt0t1t2 t 3t4t6t0tttttt5iSOOOOOa) b)UiSVDLCRSuSiSuVDt0t1ttttOOOOa) b) 22 移相全橋型零電壓開關(guān) PWM 電路 同硬開關(guān)全橋電路相比， 此 僅增加了一個(gè)諧振電感，就使四個(gè)開關(guān)均為零電壓開通；移相全橋電路控制方式的特點(diǎn)： 在開關(guān)周期 TS 內(nèi)，每個(gè)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間都略小于 TS/2，而關(guān)斷時(shí)間都略大于 TS/2； 同一半 橋中兩個(gè)開關(guān)不同時(shí)處于通態(tài)，每個(gè)開關(guān)關(guān)斷到另一個(gè)開關(guān)開通都要經(jīng)過一定的死區(qū)時(shí)間。又根據(jù)軟開關(guān)技術(shù)發(fā)展的歷程可以將軟開關(guān)電路分成 準(zhǔn)諧振電路 、 零開關(guān) PWM 電路 和 零轉(zhuǎn)換 PWM 電路 。 4 零電流開關(guān) 零電流開關(guān)：使開關(guān)關(guān)斷前其電流為零，則開關(guān)關(guān)斷時(shí)也不會(huì)產(chǎn)生損耗和噪聲，這種關(guān)斷方式稱為零電流關(guān)斷，簡(jiǎn)稱零電流開關(guān) ， 如 圖 42 所示。 軟開關(guān)分類 零電壓開關(guān) 使開關(guān)開通前其兩端電壓為零，則開關(guān)開通時(shí)就 不會(huì)產(chǎn)生損耗和噪聲，這種開通方式稱為零電 壓開通，簡(jiǎn)稱零電壓開關(guān)，如圖 41 所示。 工作原理 如下圖 ,軟開關(guān)電路中 S 關(guān)斷后 Lr 與 Cr 間發(fā)生諧振，電路中電壓和電流的波形類似于正弦半波。軟開關(guān)技術(shù)可以大大減小變換器中開關(guān)元件在開關(guān)過程的損耗，提高了變換器的工作頻率，減小了元器件的散熱器體積；另外，軟開關(guān)技術(shù)也大大降低了 dtdi 和 dtdu ，使緩沖吸收電路成為多余。零電壓開通和零電流關(guān)斷是最理想的軟開關(guān)，其開關(guān)過程中無開關(guān)損耗。此外還會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾噪聲，難與其他敏感電子設(shè)備電磁兼容。電力電子系統(tǒng)中器件開關(guān)頻率的高頻化能使其體積減小，重量減輕，輸入輸出波形更易于濾波，然而硬開關(guān)過程使提高開關(guān)頻率面臨一系列難題。硬開通、硬關(guān)斷統(tǒng)稱為硬開關(guān)。根據(jù)公式得 ? ?5 10 / 8 ( 3 5 1. 5 / 4) 6. 25 ( )CF ?? ? ? ? ? ? 20 第 4 章 軟開關(guān) PWM 的 設(shè)計(jì) 電力電子器件的導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換是各類電力電子變換技術(shù)和控制技術(shù)的關(guān)鍵問題。 直流輸出濾波電感的量的計(jì)算 設(shè)計(jì)直流輸出濾波的工作頻率為 100KHz，通信開關(guān)電源整流模塊要求在 5％ 的額定負(fù)載下，也就是說電感總電流變化的峰 峰值 1 0 % 0 .1 5 0 5lpp eI I A A? ? ? ? ?，全橋 整流每只電感上的電流變 化量Δ PPLI1 =Δ LPPI =10A，工作頻率為 50KHz，最大占空比 19 ? ?m a x 2 2 m a x0. 96 / 0. 96 25 6 ( 57 .6 1. 5 2) / 39 0 61 .1 0. 94id c e id c eV V V V? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 所以，對(duì)電感 L， 1 0 0 .9 4 9 .4 , 2 0 9 .4 1 0 .6o n o ffT F s T s? ? ?? ? ? ? ? ?。通信開關(guān)電源整流模塊的輸出濾波都是采用這種 LC 濾波電路，有時(shí)還采用兩極 LC 濾波電路，以進(jìn)一步減小輸出電壓紋波和雜音。 LC 濾波 電路 LC 濾波電路具有以上兩 種電路的共同優(yōu)點(diǎn)，缺點(diǎn)是所用的器件相對(duì)多一些罷了。這種濾波電路對(duì)整流二極管的沖擊小，用于要求恒流輸出或要求電流緩慢變化的場(chǎng)合。電容量必須滿足： RlC≥（ 3～ 8） T 式中， T 為脈沖電壓的頻率。其圖如 35所示 ： 18 圖 35 濾波電路 電容濾波 電容濾波輸出電壓信號(hào)較大，濾波電容大，一般是選用電解電容器，并且與無極性電容并聯(lián)，這種濾波形式的充放電流大，對(duì)前面整流 管的沖擊也比較嚴(yán)重。 開 關(guān)電源輸出濾波電路的形式和應(yīng)用 在通信開關(guān)電源整流模塊中，逆變降壓隔離變壓副邊的方波經(jīng)過整流電路變成同極性后，都必須再經(jīng)過平滑濾波，使得輸出電壓比較平，紋波很小。由于這種整流電路用的器件多，導(dǎo)通壓降比全波電路大一倍，所以不便用于輸出電流大的整流模塊 ，如圖 34所示。不過缺點(diǎn)是變壓器副邊繞組匝數(shù) 17 多一倍，有中心抽頭。這種電路形式用于隔離式單端變換的輸出整流，若變壓器副邊方波電壓幅值為 Vm，則整流輸出平均電壓為V0 為 0 ( / )m onV V T T?? 全波整流電路 實(shí)際上此電路是兩套半波整流電路的并聯(lián)， V0=VmTon/T。通信開關(guān)電源整流模塊的逆變開關(guān)電路將高壓直流變換成交流，經(jīng)隔離變壓器降壓后，再經(jīng)輸出整流 電路整流出直流，然后再濾波。 變壓器繞組的漏感及減小的措施 逆變電路中 ,開關(guān)管帶負(fù)載的等效電路如逆變主開關(guān)管 ,L為負(fù)載續(xù)流電感 ,Rl為等效負(fù)載電阻 , ,Rs分布電感和變壓器漏感 , ,D1為續(xù)流二極管 , D2為開關(guān)管等效反并聯(lián)二極管 ,R,C 為阻容吸收電路 .當(dāng)開關(guān)管 Q導(dǎo)通時(shí) , Ic= Il流過 LS, LS儲(chǔ)存能量 .當(dāng) Q 關(guān)斷時(shí) ,電流 Ic快速下降 , Il經(jīng)過 D1續(xù)流 , LS上的能量通過 R,C 釋放 ,從而使開關(guān)管的端電壓 VCE,滿足下式 : ce lsV E V?? 式中 , VLS電感 LS上的電勢(shì) ,由下式給出 : ( / )ls s ls tV L d d?? 所以 ,減小 LS,就能有效地減小電壓尖峰值 VLS,提高開關(guān)管的工作可靠性。對(duì)于變壓器所產(chǎn)生的傳導(dǎo)、輻射干擾，有如下的措施： （ 1）選擇高導(dǎo)磁通的鐵芯材料，減少變壓器漏磁通； （ 2）變壓器采取靜電屏蔽措施； （ 3）靜電屏蔽的目的是傻變壓器初次級(jí)繞組間的電容減到最少，并且對(duì)共模噪聲提供一個(gè)低阻抗的對(duì)地通路； 16 （ 4）在變壓器的外圍中部做一短路環(huán)，以抵消變壓器的漏磁通； （ 5）減小鐵芯中磁通密度將會(huì)使雜散磁場(chǎng)的幅度大約按磁通密度的平方而減小。 這種情況往往增加了剩磁通而使鐵芯飽和，因而導(dǎo)致了電流過流。 變壓器電磁干擾的抑制 變壓器產(chǎn)生的瞬變干擾可能傳導(dǎo)和輻射到負(fù)載上，而且還返回到電源配電系統(tǒng)。當(dāng)導(dǎo)線流過突變電流時(shí)，產(chǎn)生磁力線，磁力線引起渦流，渦流的方向加人了導(dǎo)線表面的電流，抵消中心線的電流，使得電流只在導(dǎo)線的表面流動(dòng)，中心則無電流，這種效果時(shí)導(dǎo)線本身的電流產(chǎn)生的。 趨膚效應(yīng) 導(dǎo)線流過高頻電流時(shí)，只在導(dǎo)線表皮流過，稱為趨膚效應(yīng)（ Skin effect）。如果減少放大器放大倍數(shù)使輸出電壓的擺動(dòng)幅度小，使每個(gè)周期只允許增加脈仲少量的脈沖寬度，則有可能防止過度飽和。如果功率管有獨(dú)立的、快速反應(yīng)的限流裝置，那么觸發(fā)脈沖能在過電流造成危害之前消失，電源裝置就可避免損壞。這兩方面對(duì)控制變壓器的發(fā)熱、提高轉(zhuǎn)速、減小電路中的電壓尖峰毛刺、提高逆變開關(guān)管的可靠性等都是很重要的。 原邊繞組匝數(shù) : 其中 :V1 為原邊電壓 原邊繞組電流 電流密度 ()f w eJ K A A? 裸線面積 1 1 2 2Cwf s w e f s w eV I V IKA K f B A J K f B A J? ? ? ?? ? ? ? ? ?12psIAJIAJ??1 1 2 20we f s wV I V IAA K K f B J?? ? ? ? ?1 1 2 2 ()we Xo f s w j w eV I V IAA K K f B K A A?? ? ? ? ?111 1 2 2 Xc f s w fV I V IK K f B