【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 綴的長(zhǎng)度大于信道的沖激響應(yīng) ,信道間仍是正交的。符號(hào)周期由 T增加至 T′= T +ΔT,Δ T是保護(hù)時(shí)隙 ,增加保護(hù)時(shí)隙會(huì)降低頻譜利用率 , 所以 ΔT一般小于等于 T/4。 為了清楚的說(shuō)明循環(huán)前綴抗符號(hào)間干擾 (ISI)和載波間干擾 (ICI)影響，本文將通過(guò)圖 和圖 進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。 圖 是無(wú)循環(huán)前綴時(shí)產(chǎn)生符號(hào)問(wèn)干擾和載波間干擾韻示意圖。從 圖中可以看到， OFDM 兩個(gè)子載波都采用了 BPSK調(diào)制，即在符號(hào)邊界處，載波相位可能產(chǎn)生 180 度的跳變。 (1)從圖 (a)可以看出，在理想的高斯信道條件下，可以保證在 FFT 運(yùn)算時(shí)間內(nèi)，不會(huì)發(fā)生信號(hào)相位的跳變，因此 OFDM 接收機(jī)接收到的信號(hào)僅是多個(gè)單純連續(xù)的正弦波的疊加，這種疊加不會(huì)破壞子載波之間的正交性。 (2) 從圖 (b)可以看出，在多徑信道下，會(huì)產(chǎn)生信號(hào)的延遲。在圖中載波 2 的延遲信號(hào)會(huì)在 FFT 的運(yùn)算時(shí)間內(nèi)產(chǎn)生相位的跳變，破壞了子載波的正 14 交性，從而在接收機(jī)中會(huì)對(duì)載波 2 的解調(diào)造成符號(hào)間的干 擾。 圖 無(wú)循環(huán)前綴時(shí)產(chǎn)生符號(hào)間干擾和載波間干擾示意圖 (3) 從圖 (c)可以看出，載波 2 的延遲信號(hào)會(huì)在 FFT 的運(yùn)算時(shí)間內(nèi)產(chǎn)相位的跳變，破壞了子載波的正交性，從而在接收機(jī)中會(huì)對(duì)載波 1 的解調(diào)造成載波間的干擾。 圖 是有循環(huán)前綴時(shí) ， OFDM 信號(hào)抗符號(hào)間干擾和載波間干擾的示意圖，其中 OFDM 兩個(gè)子載波也采用了 BPSK 調(diào)制。圖中 CP 代表循環(huán)前綴的位置。 (1) 從圖 (a)可以看出，在理想的高斯信道條件下，在 FFT 的運(yùn)算長(zhǎng)度內(nèi)，不會(huì)發(fā)生信號(hào)相位跳變，相位跳變僅發(fā)生在循環(huán)前綴的位置內(nèi)，在接收端進(jìn)行 FFT 之前會(huì)將其去掉，因此 OFDM 接收機(jī)接收到的信號(hào)也僅是多個(gè)單純連續(xù)的正弦波的疊加，這種疊加不會(huì)破壞子載波之間的正交性。 (2) 從圖 (b)可以看出，在多徑信道下，會(huì)產(chǎn)生信號(hào)的延遲。在圖中，載波 2 的延遲信號(hào)會(huì)在循環(huán)前綴內(nèi)產(chǎn)生相位的跳變，但在 FFT 的運(yùn)算時(shí)間內(nèi)沒(méi)有跳變，保持了子載 波的正交性，從而在接收機(jī)中不會(huì)對(duì)載波 2 的解調(diào)造成干擾， 15 這就是循環(huán)前綴抗符號(hào)間干擾的體現(xiàn)。 (3) 從圖 (c)可以看出，載波 2 的延遲信號(hào)會(huì)在循環(huán)前綴內(nèi)產(chǎn)生相位的跳變，但在 FFT 的運(yùn)算時(shí)間內(nèi)沒(méi)有跳變，保持了子載波的正交性，從而在接收機(jī)中不會(huì)對(duì)載波 1 的 解調(diào)造成干擾，這就是循環(huán)前綴抗載波間干擾的體現(xiàn)。 圖 和圖 是 OFDM 符號(hào)僅僅存在兩個(gè)子載波對(duì)的情況，實(shí)際的OFDM 接收機(jī)接收到的是多個(gè)子載波和這些子 載波不同延遲的信號(hào)的疊加，是較為 雜的。 圖 循環(huán)前綴抗符號(hào)間干擾和載波間干擾示意圖 通過(guò)仿真可以直觀的說(shuō)明時(shí)延超過(guò)循環(huán)前綴對(duì) OFDM 系統(tǒng)造成的影響。仿真 的 OFDM 系統(tǒng)有 1024 個(gè)子載波，循環(huán)前綴長(zhǎng)度是其 1/4，信道為高斯信道且無(wú)噪聲影響。圖 (a)和圖 (b)給出接收到的 OFDM 頻譜結(jié)構(gòu) ,圖 給出的 OFDM 信號(hào)采用 QPSK 調(diào)制，不考慮頻偏和定時(shí)等因素，只經(jīng)過(guò) 信道估計(jì)條件下．時(shí)延對(duì)循環(huán)前綴的影響。圖 第一個(gè)圖 表示時(shí)延 沒(méi) 有超過(guò)保護(hù)間隔時(shí)，星座點(diǎn) 沒(méi) 有畸變；圖 第二個(gè)圖 表示的是時(shí)延超過(guò)循環(huán)前綴長(zhǎng)度的 2％ 時(shí)，這時(shí)載波間干擾仍然較小，星座點(diǎn)較為清晰，約有 16 個(gè)錯(cuò)誤比特。 16 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 0 . 500 . 511 . 5MagnitudeF F T B i nO F D M R e c e i v e S p e c t r u m , M a g n i t u d e 圖 (a)接收到的 OFDM 幅度譜 OFDM 加入循環(huán)前綴后，顯然會(huì)帶來(lái)功率和信息速率的損失，其中功率 損失定義為： g10 lg +1TvT??? ???? () 從 上式可以看到，當(dāng)循環(huán)前綴占到 20％ 時(shí)，功率損失不到 ldB， 帶來(lái)的信息速率損失達(dá) 20%。 但是插入循環(huán)前綴可以消除符號(hào)間干擾和多徑所造成的載波間干擾的影響，因此這個(gè)代價(jià)是值得的。 17 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 2 0 0 1 5 0 1 0 0 5 0050100150200Phase (degrees)F F T B i nO F D M R e c e i v e S p e c t r u m , P h a s e 圖 (b)接收到的 OFDM 信號(hào)相位譜 圖 時(shí)延擴(kuò)展超過(guò)循環(huán)前綴對(duì)星座點(diǎn)的影響仿真圖 OFDM 系統(tǒng)的峰值平均功率比 OFDM 系統(tǒng)一個(gè)主要缺點(diǎn)就是峰均功率比過(guò)高。 OFDM 符號(hào)是由多個(gè)獨(dú)立的經(jīng)過(guò)調(diào)制的子載波信號(hào)相加而成的，這樣合成信號(hào)有可能產(chǎn)生比較大的峰值功 18 率， 由此帶來(lái)較大的峰值平均功率比，簡(jiǎn)稱峰均 Hfi(PAR)。與單載波系統(tǒng)相比，OFDM 發(fā)射機(jī)的輸出信號(hào)的瞬時(shí)值會(huì)有較大的波動(dòng)。這要求系統(tǒng)內(nèi)的一些部件，例如功率放大器、 A/D、 D/A 轉(zhuǎn)換器等具有很大的線性動(dòng)態(tài)范圍。而反過(guò)來(lái)，這些部件的非線性也會(huì)對(duì)動(dòng)態(tài)范圍較大的信號(hào)產(chǎn)生非線性失真，所產(chǎn)生的諧波造成信道間的相互十?dāng)_，從而影響 OFDM 系統(tǒng)的性能。定義峰均比如下： ? ? ? ?? ?22m a x10 lg E nnxPAR dBx? () 其中， nx 表示經(jīng)過(guò) IFFT 運(yùn)算之后的 OFDM 信號(hào)： 101 N nkn k Nkx X WN ??? ? （ ） 對(duì) OFDM 系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，當(dāng) N 個(gè)子信號(hào)都以相同的相位求和時(shí)，所得到信號(hào)的峰值功率在極限情況下是平均功率的 N 倍，因而基帶信號(hào)的峰均比為NPRP lg10? ，例如 N=1024 的情況中， PAR=。當(dāng)然 OFDM 系統(tǒng)內(nèi)的峰均比通常不會(huì)達(dá)到 這一數(shù)值。實(shí)際的 OFDM 傳輸系統(tǒng)中，峰均比抑制是制約OFDM 技術(shù)應(yīng)用的一個(gè)主要瓶頸。抑制峰均比的技術(shù)主要包括信號(hào)預(yù)畸變技術(shù)、編碼技術(shù)和非預(yù)畸變技術(shù)等。 信道估計(jì)概述 無(wú)線通信系統(tǒng)的性能受到無(wú)線信道的制約。無(wú)線信道的特性如 前面 所介紹，發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的傳播路徑非常復(fù)雜，從簡(jiǎn)單的視距傳播到遭受各種復(fù)雜的地貌如建筑物、山脈和森林等影響的傳播。此外，無(wú)線信道不像有線信道那樣固定并可預(yù)見(jiàn)，而且無(wú)線信道具有很大的隨機(jī)性，這導(dǎo)致接收信號(hào)的幅度、相位和頻率失真，難以進(jìn)行分析。這些問(wèn)題對(duì)接收機(jī)的設(shè) 計(jì)提出了很大的挑戰(zhàn)，因此在接收機(jī)中，信道估計(jì)器是一個(gè)很重要的部分。 OFDM系統(tǒng)中，信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)主要有兩個(gè)問(wèn)題：一是導(dǎo)頻信息的選擇，因?yàn)闊o(wú)線信道的時(shí)變特性，需要接收機(jī)不斷對(duì)信道進(jìn)行跟蹤，所以導(dǎo)頻信息必須不斷的傳送；二是既有較低的復(fù)雜度又有良好的導(dǎo)頻跟蹤能力的信道估計(jì)器設(shè)計(jì)，在確定導(dǎo)頻發(fā)送方式和信道估計(jì)準(zhǔn)則 19 條件下，尋找最 佳的信道估計(jì)器結(jié)構(gòu)。 信道估計(jì)從大的角度可以分為非盲估計(jì)和盲估計(jì)以及在此基礎(chǔ)上產(chǎn)生的半盲估計(jì)。非盲估計(jì)是指在估計(jì)階段首先利用導(dǎo)頻來(lái)獲得導(dǎo)頻位置的信道信息，然后為獲得整個(gè)數(shù)據(jù)傳輸階段的信道信息 做好準(zhǔn)備，它的 一 個(gè)好處是應(yīng)用廣泛，幾乎可以用于所有的無(wú)線通信系統(tǒng)。同時(shí)，它的缺點(diǎn)也顯而易見(jiàn)，導(dǎo)頻信息占用了信息比特，降低了信道傳輸?shù)挠行?，也浪費(fèi)了帶寬。盲估計(jì)是指不使用導(dǎo)頻信息，通過(guò)使用相應(yīng)信息處理技術(shù)獲得信道的估計(jì)值，這與傳統(tǒng)的非盲信道估計(jì)技術(shù)相比，盲信道估計(jì)技術(shù)使系統(tǒng)的傳輸效率大大提高，但是由于盲信道估計(jì)算法運(yùn)算量較大，收斂速度較慢，靈活性比較差，阻礙了它在實(shí)際系統(tǒng)中的應(yīng)用。因此出現(xiàn)了半盲信道估計(jì)，它在數(shù)據(jù)傳輸效率和收斂速度之間做一個(gè)折中，采用較少的訓(xùn)練序列來(lái)獲得信道的信息。基于 OFDM的新一代無(wú)線通 信系統(tǒng)中，由于傳輸速率較高，需要使用相干檢測(cè)技術(shù)獲得較高的性能，因此通常使用非盲估計(jì)獲得較好的估計(jì)效果，這樣可以更好的跟蹤無(wú)線信道的變化，提高接收機(jī)性能。本文所研究的信道估計(jì)方法也是基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)。 基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)方法 基于導(dǎo)頻信道的方法是在系統(tǒng)中設(shè)置專用導(dǎo)頻信道來(lái)發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)。由于OFDM系統(tǒng)具有時(shí)頻二維結(jié)構(gòu)，所以采用導(dǎo)頻符號(hào)輔助信道估計(jì)更加靈活。所謂的基于導(dǎo)頻符號(hào)的信道估計(jì)是指在發(fā)送端的信號(hào)中的某些位置插入接收端己知的符號(hào)或序列，接收端利用這些信號(hào)或序列受傳輸信道衰落影響的程度，再根據(jù)某些算法來(lái)估計(jì)信道的衰落性能，當(dāng)然也可以用 MMSE和 LS算法，這一技術(shù)叫作導(dǎo)頻信號(hào)輔助 (PSAM)。在各種衰落估計(jì)技術(shù)， PSAM是一種有效的技術(shù)，在單載波系統(tǒng)中，導(dǎo)頻符號(hào)或序列只能在時(shí)間方向上插入，在接收端提取導(dǎo)頻信號(hào)估計(jì)信道的沖擊響應(yīng)。但是在多載波系統(tǒng)中，導(dǎo)頻信號(hào)可以在時(shí)間和頻率兩個(gè)方向上插入，在接收端可提取導(dǎo)頻信號(hào)估計(jì)信道的傳遞函數(shù)。只要導(dǎo)頻信號(hào)在時(shí)間和頻率方向上間隔對(duì)于信道帶寬足夠少，就可以采用二維內(nèi)插濾波的方法來(lái)估計(jì)傳遞函數(shù)，當(dāng)然也可以采用分離的一維估計(jì)。 OFDM系統(tǒng)中常用的導(dǎo)頻信號(hào)分布方法有導(dǎo)頻 信號(hào)塊狀分布、梳狀分布和星狀分布三種。 考慮到實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度，信道估計(jì)準(zhǔn)則選用 LS估計(jì)準(zhǔn)則。 20 信道的插值方法 插值方法有常值內(nèi)插、線性內(nèi)插 和 DFT插值，常值內(nèi)插一般用在塊狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)中，是比較簡(jiǎn)單的插值方法， 本文接下來(lái)就來(lái)討論 LS算法下不同插值方式下對(duì)信道的估計(jì)； 首先 線性內(nèi)插是最簡(jiǎn)單也是最傳統(tǒng)的內(nèi)插方法之一，它利用兩個(gè)導(dǎo)頻信號(hào)來(lái)進(jìn)行內(nèi)插估計(jì) 。 時(shí)間方向的線性內(nèi)插的公式為： ??????????????kmkHnmkHnnmkHlkHpPTppTT),1,(),()1(),(),( () 其中 10 ???? Tn , TT mlm ????? )1( 。 同理，可以得到頻率方向的一階線性內(nèi)插的公式為： ??????????????klpHqlpHqlqpHlkHTPpTppp),1(),()1(),(),( () 其中 10 ???? pq , pp pkp ????? )1( 。 其次是 DFT插值 ， 由于信道沖擊響應(yīng)與信道傳輸函數(shù)是傅氏變換對(duì)，內(nèi)插可以利用 DFT的性質(zhì)。但是 DFT插值一般用在基于梳狀導(dǎo)頻的結(jié)構(gòu)中 設(shè)信道沖擊向?yàn)?0([hh? ， )1(h ，… )1( ?Lh ， 0， 0… 0 1]?N 。 信道的傳輸函數(shù)為： ?? ?? ???? ?? ?? 10 210 2 )(1)(1)( Ln mnNjNn mnNj enhNenhNmH 1,......1,0 ?? Nm () 取整數(shù) LM? ，且 N是 M的整數(shù)倍，對(duì)信道傳輸函數(shù)在頻．率方向以 N/M為 間隔進(jìn)行抽取，得到其中 的元素是 ： PnNjNnnMNPNjNn enhNenhNMNpH ???????? ?? ??210210 )(1)(1)( 21 ?????? 102)(1 MnpnMjenhN 1,.....1,0 ?? Mp () 可以看出，由頻率軸的 M個(gè)抽樣值可以恢復(fù)信道沖擊響應(yīng)。再進(jìn)行 N點(diǎn)的 DFT就可以得到所有子信道的傳輸函數(shù)值。 至于常值插入比較簡(jiǎn)單就不再贅述。 仿真結(jié)果及分析 基于 LS算法的以上三種方法的信道估計(jì) matlab仿真如下 圖 ,由圖可以看出同一信噪比下 DFT最為理想，線性內(nèi)插效果 最差，而常值內(nèi)插介于他倆之間，但在要求同一 REB的情況下 DFT要求更大信噪比。所以在大信噪比下還是選擇 DFT更為理想，如果是在要求小的誤碼率且在小的信噪比下常值內(nèi)插是一種比較簡(jiǎn)單而且效果較理想的內(nèi)插恢復(fù)方法。 0 5 10 15 20 25 30 35 40103102101100BER信噪比 / d BD FT線性內(nèi)插常值內(nèi)插 圖 22 結(jié) 論 本文針對(duì)目前的研究熱點(diǎn) OFDM技術(shù)進(jìn)行計(jì)算機(jī)仿真研究 ,在 OFDM仿真模型的基礎(chǔ)上用 MATLAB語(yǔ)言編寫出 OFDM發(fā)送、信道及接收整個(gè)系統(tǒng) 上的仿真圖形 ,在系統(tǒng)仿真正確的前提下 ,對(duì)在 OFDM信道上加上窗函數(shù)前后以及加上循環(huán)前綴后， 采用不同的內(nèi)插方 法 接收信號(hào)的改善程度進(jìn)行了研究，得出預(yù)想的結(jié)果。 23 致 謝