【文章內容簡介】 周期為 １０２３／（１．０２３＂１０６）＝１ｍｓ，碼寬為ｌｍｓ／１０２３＝０．９７８微秒，則定位精度為３１ ０８ Ｘ ０．９７８微秒＝２９３ｍ。 （３）導航電文 導航電文是用戶用來定位和導航的基礎數據，數據采用不歸零的二進制碼， ７ 武漢理工大學碩士學位論文 其格式有：主幀（頁）、子幀、字。導航電文每主幀（頁）電文長度為１５００ｂｉｔ，播 送速率為５０ｂｉｔ／ｓ，所以發(fā)送一主幀（頁）電文需要３０ｓ時間。每主幀導航電文包括 ５個子幀，每個子幀長６ｓ，共含３００ｂｉｔ。導航電文的每個子幀的第一個碼都是 遙測碼，作為捕獲導航電文的前導，也稱為同步碼，具體碼位為：１０００１００，同 步信號為各子幀提供了一個同步起點，使用戶便于解釋電文數據【１４】。只要看前 面的導碼即同步碼（１０００ｌ００１）是否周期出現，每３００ｂｉｔ出現一次，就能判斷提 取電文的正確性了。如圖２－４所示： ３０ｓ １幀含５個子幀 ｌ子幀含ｌＯ個字 １個字含３０ｂｉｔ 圖２４導航電文基本格式 了解了ＧＰＳ衛(wèi)星信號的各部分組成后，載波、偽隨機碼以及導航電文的調 制過程如圖２．５所示： Ｌｌ載波 １５７５．４２ＭＨｚ 相位９０度翻轉 相位調制 ｏ 模２加運算 ｏ 鰣 刊 ∑ － ｉ 一 五＝１０．２３ＭＨｚ 鏖一 ∑ ＧＰＳ信號 圖２．５ ＧＰＳ信號構成 即ＧＰＳ信號在Ｌ１載頻上，數據碼和兩種偽隨機碼分別以同相和正交的方 ８ 武漢理工大學碩士學位論文 式進行ＱＰＳＫ調制，其信號結構如下： ｓｋＬｌＯ）＝如ＧＯ）ｑ（ｔ）ｃｏｓ（ｃｏＬｌＨ研）＋４￡（，）ｑ（ｔ）ｓｉｎ（ｃｏＬｌ，＋仍） （２－４） 其中４，４分別是Ｃ碼和Ｐ碼的幅度，Ｇ（ｆ）是衛(wèi)星ｋ的Ｃ碼，￡（ｆ）是 衛(wèi)星ｋ的Ｐ碼，ｏｋ（ｆ）是衛(wèi)星ｋ的導航點位，吼ｌ是載波Ｌ１的頻率，鯤是信號 在傳遞過程中的相位差，ｋ是具體指哪一顆衛(wèi)星。 在Ｌ２載頻上，僅以ＢＰＳＫ方式調制Ｐ碼和數據碼，其結構如下： ＳｋＬ２ Ｏ）＝ＢｅＰ，（ｔ）Ｄｋ（ｔ）ｃｏｓ（ｒｏＬ２ｔ＋ｑ，１２） （２－５） 屏是調制在Ｌ２載頻Ｐ碼的幅度，吮：是載波Ｌ２的頻率，仍是信號在傳遞 過程中的相位差。 簡單的說，ＧＰＳ信號就是用Ｄ碼調制一個偽隨機噪聲碼，然后再相位調制 到Ｌ１和Ｌ２載波上，最后衛(wèi)星向地面發(fā)送這種已調波Ｌｌ和Ｌ２。 ２．３ ＧＰＳ通用接收機 ＧＰＳ接收機的基本功能是接收ＧＰＳ衛(wèi)星信號，并解調導航電文、實現導 航解算，為用戶提供定時、定位和測速服務。通用的接收機框圖如圖２－６所示： 圖２－６通用的接收機框圖 在本文主要討論頻率為１ ５７５．４２ＭＨｚ的Ｌ１波段信號白天線下行，經低噪放 大器（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）和射頻濾波器后到達射頻前端芯片。射頻前端芯片配 合相關的外圍電路實現三級變頻：最后對此模擬信號進行Ａ／Ｄ轉換，輸出的數字 ９ 武漢理工大學碩士學位論文 信號稱為中頻信號，對中頻信號進行處理稱為ＧＰＳ基帶信號處理，是本文討論 的重點。 ２．４ ＧＰＳ基帶信號處理 ＧＰＳ基帶信號處理是所處理的對象是ＧＰＳ數字中頻信號。由于數據量過大， 通常采用ｌｂｉｔ或２ｂｉｔ量化即可滿足需要，這是由于導航電文和偽碼本身都是二 進制的序列碼，載波的波形并無多大意義。ＧＰＳ基帶信號處理，又稱為ＧＰＳ信 號解擴，對ＧＰＳ信號解擴的關鍵技術有捕獲技術和跟蹤技術，又稱為粗同步與 精同步技術，同步性能的好壞直接對應于測距的精度的高低【１４】。圖２．７描述了 從輸入中頻信號到輸出導航電文的過程： 輸 Ｓ七（聆）＝４ｑ（刀）?。觯悖铮螅ǎ恪辏搿罚睿校ǎ?ｚ）（２．７） ＣＯｓ（％芻產生的作用就是與Ａ／Ｄ采樣后的信號進行如下運算： 文諺峨旁－４Ｇ㈣？旁嗽旁＋酬嗽≯㈤ １０ 。 。 ＝三Ｇ∽砬∽一三Ｇ∽砬∽。０ｓ（‰≯ 武漢理工大學碩士學位論文 經過濾波器處理即可得到： １ 寺ｑ（甩）Ｂ（刀） （２—９） 對于公式（２—９），下一步就是從信號中去掉Ｃｊ（聆）項了。這一步需要利用本地 復制碼和信號相關性，如果本地復制碼和輸入信號碼相位相同，其輸出應為： Ⅳ一ｌ ∑Ｇ（力）（Ｇ（刀）反（刀））＝ＮＤｋ（ｎ） ｎ＝０ （２—１０） Ｎ為一個周期內Ｃ／Ａ碼的采樣點數。通過本地載波和本地偽碼產生簡要描 述了一顆衛(wèi)星信號的解擴解調過程㈣。 ２．４．１信號的捕獲 ＧＰＳ衛(wèi)星信號中偽隨機碼的自相關特性是實現衛(wèi)星捕獲的基礎，即當本地復 現碼的相位與輸入的衛(wèi)星碼相同時，有最大的相關值，而當復現碼的相位與輸 入衛(wèi)星碼的相位，無論是前后都相差超過１個基碼時，有最小的相關值１１６１。同 時在本地復現衛(wèi)星的碼和載波，即稱為捕獲到衛(wèi)星信號。 接收到的信號ｓ可以表示為刀個可視衛(wèi)星的信號疊加： ｓ（ｆ）＝ｓ１ ９） ４－Ｊ２ （ｆ） ＋…４－Ｓ” （ｆ） （２－１１） 當對衛(wèi)星ｋ進行捕獲時，輸入信號ｓ和本地產生的衛(wèi)星ｋ的偽碼相乘，根 據偽碼間的相關特性使得其它衛(wèi)星信號基本上去除掉了，得到衛(wèi)星七的解擴信 號，在進行遍歷搜索盲捕的過程中，本地產生一個相應衛(wèi)星的偽碼，產生的序 列初始碼相位分別依次設為１到１０２３，輸入信號乘以本地碼后再與本地載波相 乘，這就是所謂的串行捕獲【１７】。由于巨大的數據處理量，捕獲時間變得很長， 根據相關運算，可以將串行捕獲轉化為并行捕獲，其具體過程如下所示： ｘ（療）和ｃ（終）之間的相關運算表示為： ．Ｎ。．一－Ｉ ｚ（擰）＝∑ｘ（ｍ）ｃ（ｎ＋ｍ） ｍ＝Ｏ 、 （２－１２） ｚ（，ｚ）的ＤＦＴ變換為： 武漢理工大學碩士學位論文 ｚ（七）＝∑∑ｘ（ｍ）ｃ（ｎ＋ｍ）ｅ（－ｊ２刪Ⅳ ２薹ｘ（聊）【善ｃ（ｒｔ＋ｍ）ｅ卜口州腫嗍Ⅲｐｕ２砌ｙⅣ 朋＝Ｏ 對２０ ～二。工Ｊ， （２．１３） －－ｃ（ｋ）ｚ ｘ（ｍ）ｅ０２４灑ｔ。ｆ Ｎ ＝ｘ（ｋ）ｃ。１（露） Ｘ－１（后）表示離散傅立葉變換的反變換。上式還可以表示為： ｚ（Ｄ＝ｘ（ｋ）ｃ。１（后） （２—１４） 則Ｚ（后）的輻值為： ＩＺ（ｋ）Ｉ＝Ｉｘ（ｋ）Ｃ’（七）ｌ （２－１ ５） 再將其進行反傅立葉變換，根據峰值可得到正確起始碼相位。當和本地碼 相乘后，信號還必須和本地載波進行混頻，移除接收信號的載波（由于多普勒頻 偏的存在，載波可能是中頻信號177。ＩＯＫＨｚ（高動態(tài)）或＋５Ｋｎｚｄ氐動態(tài)）頻偏）。 由于實時陡的要求，偽碼的捕獲大多是基于硬件實現的方法，通過相關器 的設計實現相關運算， 雖然基于ＦＦＴ的并行運算大大降低了算法的復雜度， 但是ＦＦＴ本身的復雜度是該算法一直未能廣泛運用，隨著可編程器件的發(fā)展， 在高速數字處理器上以軟件編程的方式來實現該算法成為可能‘１８１。 基于ＦＦＴ的并行碼相串行載頻捕獲策略，原理如圖２－８所示： 圖２．８基于ＦＦＴ的并行碼相串行載頻捕獲策略 通過相關運算得到ｋ（行）１２最大值，并與閾值進行比較，如果大于閾值，記下本 地Ｃ／Ａ碼的和衛(wèi)星信號Ｃ／Ａ碼的相位差，以及多普勒頻移，否之，進入下一顆衛(wèi)星 １２ 武漢理工大學碩士學位論文 的搜索【３３１。 通過捕獲得到信號的初始相位和多普勒頻偏，調整本地偽碼和載波結果， 這一過程稱為粗同步，接著進行進一步的精同步，也就是跟蹤過程。 ２．４．２信號的跟蹤 捕獲到衛(wèi)星信號后，即可利用碼跟蹤環(huán)和載波跟蹤環(huán)對信號進行跟蹤，實 現接收機本地復現信號和輸入信號的準確同步。 （１）碼跟蹤。碼相位跟蹤通常采用延遲鎖定環(huán)方法，即利用本地發(fā)生器產 生相位超前、滯后碼信號，與輸入的擴頻信號相關，比較兩路的結果，獲得碼 相位誤差信號，以控制碼產生與輸入碼相位一致的本地信號。在ＧＰＳ接收機中， 這種延遲鎖相環(huán)（ＤＬＬ）被稱為早一遲跟蹤環(huán)【１９】。本文采用６個相關器的非相干 ＤＬＬ設計，即超前滯后能量差鑒相器，其結構框圖如圖２－９所示： 輸入信號 ． 訇Ｉ蒜灌霧＝文 一 口 零 群翮氮 妒 地Ｔ上Ｉ碼Ｔ●下專 √ 碼環(huán)鑒相器 偽一Ｐ一 發(fā)～Ｌ叫 、 螺態(tài) 累加積分 ＮＣ０ 圖２－９ ＤＬＬ結構框圖 該ＤＬＬ雖然計算量偏大，但偏移量大于177。１／２碼片也有效，抗噪聲性能好。 表達式如下： ． 肚籌瓣 （雎＋Ｑ；）＋（丘＋殘） ㈤ 、 。 圖２－９及時碼和超前、延遲碼之間相隔177。１１２碼片間距，Ｄ值處于（．０．５，Ｏ．５） 中無需調整碼相位，否之進行調整，當碼相位跟蹤上后，Ｄ輸出即為導航電文。 （２）載波跟蹤。本文的載波跟蹤是基于科斯塔斯環(huán)的二階鎖相環(huán)（ＰＬＬ）。 一般的ＰＬＬ的缺點就是對導航電文產生的１８０度信號相位翻轉敏感，而科斯塔 斯環(huán)卻能克服這一缺點【２０１。圖２．１０給出了科斯塔斯環(huán)的內部結構框圖： １３ 武漢理工大學碩士學位論文 圖２．１０科斯塔斯環(huán)內部結構 科斯塔斯環(huán)包含兩個本地信號，一個是同相載波信號，另一個是正交的載 波信號，假設本地產生了同頻同相的載波，則Ｉ、Ｑ支路輸出的表達式分別為： Ｄｒ（ｎ）ｃｏｓ（ｃｏ，Ｆｎ）ｃｏｓ（ｃｏ伊胛＋≯）＝寺Ｄ２（聆）ｃｏｓ（矽）＋去Ｄ‘（刀）ｃｏｓ（２ｃｏｌｐｎ＋≯）（２—１７） 二二 Ｄｒ（ｎ）ｃｏｓ（ｃｏ腰ｎ）ｓｉｎ（ｃｏ厲療＋矽）＝去Ｄ‘（刀）ｓｉＩｌ（矽）＋去Ｄ‘（ｎ）ｓｉｎ（２緲ｉｐｎ＋≯） 二 （２—１８） 二 其中矽為輸入信號載波相位與本地載波相位之間的相位差。當兩個輸出信 號經過低通濾波后得到： Ｉ置＝寺Ｄ‘（療）ｃｏＳ（≯）Ｑ‘＝寺Ｄ‘（器）ｓｉＩｌ（矽） 二 二 （２?１９） 相位誤差矽可以通過下式獲得： ｎ七 ≯＝ａｒｃｔａｎ（魯） 』 （２—２０） 從式（２—２０），９可以看出，當Ｑ支路相關性趨于０而１支路相關性最大時得到 相位誤差矽最小。二階ＰＬＬ模型如下圖２—１１所示： ０ｉ 圖２．１ｌ二階ＰＬＬ模型框圖 輸入信號諺經過鑒別器計算出誤差信號占（ｆ）。當Ｆ（ｚ）輸出等于零時，表示 輸入信號與復制信號完全相同。 數字濾波器和壓控振蕩器傳遞函數分別為： １４ 武漢理工大學碩士學位論文 弛）＝墜咎車 （２－２１） ?。礁? 圖２．１１表示的整個傳輸函數可以表示為： （２—２２） ！墜魚芻177。墜魚芻２圣二墜笠芻 （ 日一ｚ）：—Ｏｏ（—Ｚ）：魚！塑型盟：； 諺（ｚ） １＋ＫａＦ（ｚ）Ｎ（ｚ）Ｚ２＋（ＫｏＫＪＣ，＋Ｋｏ局Ｃ２—２）Ｚ＋（１一％場Ｃ１） （２－２３） 從式（２－２３）Ｎ Ｎ看出，鑒相器增益髟和壓控振蕩器％的增益與環(huán)路濾波器 的參數出現在同一項中，那么，通過調整環(huán)路濾波器的參數ａ和ｃ２，即可達到 控制環(huán)路參數的目的。其系數Ｃ。，Ｃ：可由下式給出： ｃｌ＝面１石瓦８（麗ｃｏ．ＴＣ２＝瓦１ 麗４（ｏ麗．Ｔ）２ （２－２４） 其中ｋ。，憶為環(huán)路增益，ｆ為衰減因子，魄為自然振蕩頻率，Ｚ為抽樣時 間。嚷由環(huán)路的噪聲帶寬吃決定，其表示為： ％２——上 ％＝笪４（２生＋１ 瞄） （２－２—５一 前面我們給出了碼相位跟蹤環(huán)路和載波跟蹤環(huán)路的具體模型，然而載波頻 率跟蹤環(huán)和碼相位跟蹤環(huán)是一密不可分的整體。將兩個跟蹤環(huán)組合到一塊，得 到完整的信號跟蹤環(huán)【１１１。 ２．４．３導航電文的提取 從跟蹤環(huán)口支路出來的值經過累加積分有正有負，經過歸一處理將正值處 理為１，將負值處理為．１。導航電文的碼率為５０ｂｐｓ，而累加積分的時間可知輸 出電文的碼率為１０００ｂｐｓ，那么跟蹤環(huán)輸出的電文必須從１０００ｂｐｓ轉換為５０ｂｐ ｓ， 那么每２０個連續(xù)的值將轉換為１個值，這個轉換過程將其稱為位同步。位同步 的第一個步驟即為找到在一個序列中第一個位轉換的起始點，位轉換的起始點 即為第一個過零轉換的ｂｉｔ，以此為界，２０個值一組劃分，累加取均值，即可實 武漢理工大學碩士學位論文 現跟蹤環(huán)的輸出電文從１０００ｂｐｓ轉換成５０ｂｐｓ的轉換。由于誤差影響，如果２０ｂｉ ｔ 的均值大于或等于０．９，則將其輸出為ｌ，如果均值小于或等于．０．９，則將其輸 出為一１，介于．Ｏ．蛐．９之間的，則可以判斷此次電文位同步失敗【２168。 一旦實現了位同步，輸出電文為５０ｂｐｓ時，即得到電文，根據電文格式， 通過找到每個子幀的的前１～８ｂｉｔ同步碼１０００１