【文章內(nèi)容簡介】 如圖２．３所示，從天線進來的信號經(jīng)過濾波放大后就由Ａ／Ｄ進行采樣數(shù)字化，這種結(jié)構(gòu)不僅對Ａ／Ｄ轉(zhuǎn)換器的性能如轉(zhuǎn)換速度、工作帶寬和動態(tài)范圍等提出了非常高的要求，同時對后續(xù)的ＤＳＰ或ＡＳＩＣ（專用集成電路）的處理速度要求也特別高，因為射頻低通采樣所需的采樣速率至少是射頻工作帶寬的兩倍。例如，工作在１ＭＨｚ．１ＧＨｚ的軟件無線電接收機，其采樣速率至少需要２ＧＨｚ，這樣高的采樣率，Ａ／Ｄ能否達到暫且不說，后續(xù)的數(shù)字信號處理器也是難以滿足要求的。圖２．３射頻低通采樣數(shù)字化的理想軟件無線電結(jié)構(gòu)Ｆｉｇ．２．３ ＲＦ ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｄｉｇｉｔａｌ ｉｄｅａｌ ｓｏｔｔｗａｒｅ ｒａｄｉｏ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ２．１．２射頻帶通采樣軟件無線電結(jié)構(gòu)射頻帶通采樣軟件無線電結(jié)構(gòu)如圖２．４所示，與低通采樣軟件無線電結(jié)構(gòu)相比，其主要不同點是：Ａ／Ｄ前采用了帶寬相對較窄的電調(diào)濾波器，然后根據(jù)所需的處理帶寬進行帶通采樣。這樣對Ａ／Ｄ采樣速率的要求就不高了，對后續(xù)ＤＳＰ的處理速度也可以隨之大大降低。但是這種射頻帶通采樣軟件無線電結(jié)構(gòu)對Ａ／Ｄ工作帶寬的要求（實際上主要是對Ａ／Ｄ中采樣保持器的速度要求）還是比較高的。第２章軟件無線電基本結(jié)構(gòu)及其關(guān)鍵技術(shù)圖２．４射頻帶通采樣軟件無線電結(jié)構(gòu)Ｆｉｇ．２．４ ＲＦ ｂａｎｄｐａｓｓ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｓｏｆｔｗａｒｅ ｒａｄｉｏ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ２．１．３寬帶中頻帶通采樣軟件無線電結(jié)構(gòu)寬帶中頻帶通采樣軟件無線電結(jié)構(gòu)的組成如圖２．５所示。這種結(jié)構(gòu)與常規(guī)的超外差無線電臺收／發(fā)訊機是類似的，但兩者的本質(zhì)區(qū)別是中頻帶寬不一樣，常規(guī)電臺的中頻帶寬為窄帶結(jié)構(gòu)，而圖２．５所示的軟件無線電的中頻帶寬為寬帶結(jié)構(gòu)。由于中頻帶寬較寬不僅使前端電路（如本振頻率合成器等）設計得以簡化，信號經(jīng)過接收通道后的失真也較小，而且與常規(guī)窄帶超外差電臺相比，這種寬帶中頻結(jié)構(gòu)再配以后續(xù)的數(shù)字化處理，使其具有更好的波形適應性，信號帶寬適應性以及可擴展性，圖２．５所示的這種寬帶中頻帶通采樣軟件無線電從結(jié)構(gòu)形式上看似乎與常規(guī)窄帶超外差電臺沒有多大區(qū)別，但這種軟件無線電從性能上將會有質(zhì)的飛躍，是窄帶系統(tǒng)所無法達到的。圖２．５寬帶中頻帶通采樣軟件無線電結(jié)構(gòu)Ｆｉｇ．２．５ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ ＩＦ ｂａｎｄ—ｐａｓｓ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｓｏｆｔｗａｒｅ ｒａｄｉｏａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ由圖２．５所示的組成結(jié)構(gòu)可以看出，這種軟件無線電的射頻前端（Ａ／Ｄ前、Ｄ／Ａ軟件無線電下ＧＭＳＫ調(diào)制解調(diào)的研究與實現(xiàn)后的模擬預處理電路）比較復雜，它的主要功能是把射頻信號變換為適合于Ａ／Ｄ采樣的寬帶中頻信號或把Ｄ／Ａ輸出的寬帶中頻信號變換為射頻。通過相對復雜的射頻前端把高頻信號變換為中心頻率適中、帶寬適中的寬帶中頻信號后，給后續(xù)的Ａ／Ｄ采樣數(shù)字化大大減輕了負擔。這時與前面兩種軟件無線電結(jié)構(gòu)相比不僅不需要第一種結(jié)構(gòu)所要求的超高速采樣，也不要求第二種結(jié)構(gòu)所需的高精度、高工作帶寬所要求的采樣保持放大器，使Ａ／Ｄ設計大大簡化，這是射頻前端復雜性所帶來的好處。在Ａ／Ｄ器件無法滿足要求的情況下，增加一點復雜性也是值得的，況且這種寬帶射頻前端與窄帶超外差前端相比還是相對要簡單一些，無疑是近期軟件無線電一種較可行的設計方梨１１。２．２軟件無線電的理論基礎軟件無線電是以開放性、通用性和可擴展性的最簡硬件為平臺，通過加載各種應用軟件來適應不同用戶、不同應用環(huán)境的不同需求，實現(xiàn)各種無線電功能。其基礎理論主要包括信號采樣理論、多速率信號處理理論、高效數(shù)字濾波器以及正交變換理論等。這些理論在軟件無線電的研究與開發(fā)中是必不可少的，也是非常重要的【１２】。２．２．１軟件無線電中的信號采樣理論為使軟件無線電具有更加廣泛的適應性，軟件無線電所覆蓋的范圍一般都要求比較寬，例如從０．１ＭＨｚ到２ＧＨｚ，但是如此寬的頻段采用Ｎｙｑｕｉｓｔ低通采樣所需的采樣速率至少要大于４ＧＨｚ，這在目前顯然是無法實現(xiàn)的。所以對寬頻帶工作的軟件無線電臺是無法采用Ｎｙｑｕｉｓｔ采樣技術(shù)來采樣的，而必須采用帶通采樣。Ｎｙｑｕｉｓｔ采樣定理討論了頻譜分布在（０，厶）上的基帶信號的采樣問題，而在適合軟件無線電模式時，我們從中頻開始全數(shù)字化，因為有用信號只是占據(jù)了整個中頻帶寬的一部分，所以如果我們將整個帶寬進行采樣，不僅數(shù)據(jù)非常大，而且也包含了許多無用信息，因此，我們只需要進行帶通采樣。帶通采樣定理：設一個頻率帶限信號ｘ（ｆ），其頻帶限制在（五，厶）內(nèi)，如果其采樣速率ｆ滿足：第２章軟件無線電基本結(jié)構(gòu)及其關(guān)鍵技術(shù)ｚ＝鼉字（２．１）式中，以取能滿足ｆ≥２（‘一五）的最大正整數(shù)（ｏ，１，２，．．．），則用Ｚ進行等間隔采樣所得到的信號采樣值ｘ（，ｚ互）能準確地確定原信號ｘＯ）。上式（２．１）用帶通信號的中心頻率五和頻帶帶寬曰也可以表示為：．，：：蘭２．２其中，ｆｏ：五｛五，珂取能滿足ｚ≥２曰（占為頻帶寬度）的最大正整數(shù)。顯然當ｆｏ＝阜，占＝厶時，取刀２０，式（２．１）就是Ｎｙｑｕｉｓｔ定理，即滿足：ｚ＝２厶。由式（２．２）ｆｆＪ＂見，當頻帶寬度君一定時，為了能用最低采樣速率即兩倍頻帶寬度速率（Ｚ：２召）對帶通信號進行采樣，帶通信號的中心頻率必須滿足：五一（２ｎ＾＋１）Ｂ，當以取不同的值時，就對應了不同的中心頻率五。，也就是說任何一個中心頻率為五。（ｎ：ｏ，ｌ，２，…）帶寬為丑的帶通信號均可以用同樣的采樣頻率Ｚ＝２Ｂ對信號進行采樣，這些采樣均能準確地表示位于不同頻段（中心頻率不同）的原信號。值得指出的是，上述帶通采樣定理適用的前提條件是：只允許在其中的一個頻帶上存在信號，而不允許在不同的頻帶上同時存在信號，否則將會引起信號的混疊，為了滿足這樣的一個條件，可以采用跟蹤濾波器的辦法來解決，即在采樣前先進行濾波。如圖２．６所示：圖２．６帶通信號采樣Ｆｉｇ．２．６ Ｓａｍｐｌｉｎｇ ｏｆ ｂａｎｄｐａｓｓ ｓｉｇｎａｌ（、－一７）山 ２囂＋１軟件無線電下ＧＭＳＫ調(diào)制解調(diào)的研究與實現(xiàn)當需要對某一個中一ｔｌ，頻率的帶通信號進行采樣時，就先把跟蹤濾波器調(diào)到與之相對應的中心頻率上，濾出所感興趣的帶通信號，然后再進行采樣，以防止信號的混疊。這樣的跟蹤濾波器被稱為抗混疊濾波器。２．２．２多速率信號處理技術(shù)信號處理過程中隨著采樣速率的提高帶來的另外一個問題就是采樣后的數(shù)據(jù)流速率很高，導致后續(xù)的信號處理速度跟不上，特別是對有些同步解調(diào)算法，其計算量大，如果其數(shù)據(jù)吞吐率太高是很難滿足實時性要求的，所以很有必要對ＡＩＤ后的數(shù)據(jù)流進行降速處理。多速率信號處理技術(shù)為這種降速處理的實現(xiàn)提供了理論依據(jù)。（１）整數(shù)倍抽?。核^整數(shù)倍抽取是指把原始采樣序列ｘ（ｎ）每間隔（Ｄ—１）個數(shù)取一個，以形成一個新序列而（ｍ），即：ｘｏ（ｍ）＝ｘ（ｍＤ）式中，Ｄ為正整數(shù)，很顯然如７ｍＫ ｘ（ｎ）序列的采樣率為Ｚ，則其無模糊帶寬為Ｚ／２。當以Ｄ倍速率對ｘ（以）進行抽取后得到的抽取序列ｘｏ（ｍ）之取樣率為Ｚ／Ｄ，其無模糊帶寬為Ｚ／（２Ｄ），當ｘ０）含有大于Ｚ／（２Ｄ）的頻率分量時，ｘｏ（ｍ）就會產(chǎn)生頻譜混疊，導致＆ｘｏ（ｍ）中無法恢復ｘ（ｎ）中小于，／（２Ｄ）的頻率分量信號。抽取前后的頻譜結(jié)構(gòu)變化如圖２．７所示：圖２．７抽取前后（Ｄ＝２）的頻譜結(jié)構(gòu)（混疊）Ｆｉｇ．２．７ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｂｅｆｏｒｅ ａｎｄａｆｔｅｒ（Ｄ＝－２）ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ（ａｌｉａｓｉｎｇ）第２章軟件無線電基本結(jié)構(gòu)及其關(guān)鍵技術(shù)由圖２．７可見，抽取后的頻譜Ｘ。（Ｐ加）產(chǎn)生了嚴重混疊，使得從ＸＤ（Ｐ加）中已無法恢復出Ｘ（ｅ一）中所感興趣的信號頻譜分量。但是如果首先用以數(shù)字濾波器（濾波器帶寬為萬／Ｄ）對Ｘ（ｅⅣ）進行濾波，使Ｘ（ｅ加）中只含有小于ａｉＤ的頻譜分量，再進行Ｄ倍抽取，則抽取后的頻譜不會發(fā)生混疊，如圖２．８所示。妒）圖２．８抽取（９＝２）前后的頻譜結(jié)構(gòu)（無混疊）Ｆｉｇ．２．８ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｓｔｍｃｔｌｕ弓ｂｅｆｏｒｅ ａｎｄａｆｉ，既－（Ｄ＝２）ｅｘｌｒａｃｔｉｏｎ（ｎｏ ａｌｉａｓｉｎｇ）通過以上分析可得出一個完整的Ｄ倍抽取器結(jié)構(gòu)如圖２．９所示：圖中％（Ｐ加）為其帶寬小于萬／Ｄ的低通濾波器。Ⅺ卜１亞卜（習一啪圖２．９完整的抽取器方框圖Ｆｉｇ．２．９ Ｃｏｍｐｌｅｔｅ ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ（２）整數(shù)倍內(nèi)插：所謂整數(shù)倍內(nèi)插就是指在兩個原始抽樣點之間插Ａ（Ｉ．１）個零軟件無線電下ＧＭＳＫ調(diào)制解調(diào)的研究與實現(xiàn)值，若設原始抽樣序列為ｘＯ），則內(nèi)插后的序列而（聊）為：ｘ（孕），（，竹＝Ｏ。177。１。士２Ｉ…）ｘ，（ｍ）＝｛ｏ．妻他）（２．３）下面看內(nèi)插的信號頻譜墨（Ｐｐ）與原始譜Ｘ（ｅ一）之間的關(guān)系，由于＿（聊）除了ｍ為Ｉ的整數(shù)倍處為ｘ（ｙ－）ｙＶ，其余都為零，所以有：Ｘ心）＝∑ｘ（ｍ）ｚ１７＝Ｘ（ｚ７）將ｚ＝ｅｊｗ帶入式（２．４）可得內(nèi)插后的信號頻譜為：Ｘ。（∥）＝Ｘ（∥）（２．４）（２．５）內(nèi)插后的信號譜為原始序列譜經(jīng)Ｉ倍壓縮后得到的譜。內(nèi)插前后的頻譜結(jié)構(gòu)圖如圖２．１０所示：Ｊ又（∥）（ａ）原始譜＼／、／弋 ／＼／＼／．Ｊ １ＸＩ（Ｐ∥）（ｂ）內(nèi)插后｛／／名． △／＼／＼／＼Ｊ‘ｘ：（擴）。（ｃ）濾波后＼＼噲金／＼／＼．圖２．１０內(nèi)插（Ｉ＝２）前后頻譜結(jié)構(gòu)圖Ｆｉｇ．２．１ ０ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｂｅｆｏｒｅ ａｎｄａｆｔｅｒ（Ｉ＝２１ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ圖２．１０給出了內(nèi)插前后的頻譜結(jié)構(gòu)，可以看出內(nèi)插后未經(jīng)濾波的頻譜圖中第２章軟件無線電基本結(jié)構(gòu)及其關(guān)鍵技術(shù)置０一）不僅含有Ｘ（ｅ一）的基帶分量，而且還含有其頻率大于ｙｒ／Ｉ的高頻成分（稱其為Ｘ（ｅ加）的高頻鏡像），為－Ｊ＇９，五（Ｐｐ）中恢復原始譜，則必須對內(nèi)插后的信號進行低通濾波（濾波帶寬為７ｒ／Ｉ）。圖２．１１給出了一個完整的Ｉ倍內(nèi)插器結(jié)構(gòu)。ｘｃＰｐ卜葉［［卜怔習一ｘ沁ｐ，圖２．１１內(nèi)插器方框圖Ｆｉｇ．２．１ １ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｏｒ ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ（３）采樣率變換的多級實現(xiàn)：當采用上述討論的Ｄ倍抽取或Ｉ倍內(nèi)插進行采樣率變換時，若采用單級實現(xiàn)時，所需的低通濾波器階數(shù)將非常高，乃至無法實現(xiàn)。設采樣速率為Ｚ＝１００ＭＨｚ，抽取倍數(shù)Ｄ為５００，信號帶寬為５０ｋＨｚ，單級實現(xiàn)時所需的低通濾波器特性如圖２．１２所示。５０１００ｆ／ｍｚ圖２．１２單級實現(xiàn)時的濾波器特性Ｆｉｇ．２．１２ Ｆｉｌｔｅｒ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ ｏｆｓｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅ ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ要求阻帶衰減小于０．００１，則當采用窗函數(shù)法設計此濾波器時所需的濾波階數(shù)Ｎ為：（２．６）代入可得單級實現(xiàn)時濾波器階數(shù)Ｎ＝７２５０，這樣高階數(shù)的濾波器實現(xiàn)起來是非常困難的。解決這一問題的方法是采用多級實現(xiàn)，上述抽取采用兩級抽取倍數(shù)分Ⅳ＝號羔３６ Ａ竺ｆ川１４．一軟件無線電下ＧＭＳＫ調(diào)制解調(diào)的研究與實現(xiàn)別為Ｄｌ＝５０，Ｄｅ＝１０（Ｄ＝ｑ皿）的方法，每一級的濾波器特性如圖２．１３所示，代入式（２．６）Ⅱ－ｆｆＪ＂得到兩個濾波器的階數(shù)分別為：Ｍ＝４２７，Ｍ＝１６３，可見分級抽取后，濾波器的階數(shù)大為減小，同樣對分級內(nèi)插也可以達到相同的效果，所以當采樣率轉(zhuǎn)換倍數(shù)較高時，采用多級實現(xiàn)無疑是一種非常好的設計思路。５０１０００，／ｊ ｌ／ｋＨｚ圖２．１３多級實現(xiàn)時的濾波器特性Ｆｉｇ．２．１ ３ Ｆｉｌｔｅｒ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆｍｕｌｔｉ—ｓｔａｇｅ ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｓ２．３軟件無線電的關(guān)鍵技術(shù)２．３．１寬帶／多頻段天線技術(shù)