【文章內(nèi)容簡介】 其由完全相同的三個模塊來分別驅(qū)動逆變電路完全相同的三個MOS橋臂。下面以第一橋臂的驅(qū)動電路為例，來進行分析說明。 CPLD芯片的兩個端口（U_Hin、U_Lin）輸出對應信號控制橋臂，上下端MOS管的導通邏輯控制PWM信號，直接接IR2181驅(qū)動芯片的輸出控制端口（HIN、LIN輸入引腳）。其中下端MOS的驅(qū)動信號LO，以地為零電勢參考點，驅(qū)動橋臂下端的MOS管柵極，輸出的驅(qū)動信號幅值大概在15V左右，滿足下端MOS管的大電流導通要求。而另一個上端MOS的驅(qū)動信號HO，以VS點的電勢為零參考點。當VS點電勢需要從低電勢變?yōu)楦唠妱輹r，由于自舉電容（C2C27）的存在，使得上端MOS管柵極的驅(qū)動信號HO的電勢與源極電勢VS的差，始終維持在15V左右。這使得上端MOS管滿足大電流導通要求。 由于此BLDC控制器，在實際的應用中存在逆變橋功率輸出線短接等的安全隱患。從而存在燒毀控制器MOS管的可能。故引入逆變電路MOS管的過流保護電路，是很有必要的。1）MOS管導通電流采樣電路： 依舊取逆變橋的基本構(gòu)成模塊，進行分析。圖211 MOS模塊的MOS管導通電流采樣電路 如圖211，其中用黑色虛線框包圍的電路，是MOS管導通電流的采樣電路。依舊以MOS管的SRC模型來等價描述這個電路，如下圖212所示。圖212 MOS導通電流采樣電路的加價模型 這個等價電路是在，MOS工作在線性區(qū)域時的等價模型。 查IRF2907的datesheet可知， 試算這個回路的工作電流， （3）查HER104的datesheet，可知:由于非常小，其導通壓降在計算中可以取恒值，而基本不影響結(jié)果，見下圖213。圖213 HER104導通電流與導通壓降的關系故： （4）由線性電路的疊加定理可知： （5）則MOS管管壓降： （6）所以MOS管導通電流采樣電路輸出的電壓信號： （7）2）MOS管導通電流監(jiān)測報警電路： 從上面的MOS管導通電流采樣電路，我們已經(jīng)獲得了流過MOS管的電流與采樣輸出信號的函數(shù)關系式。下面介紹對這個信號進行進一步處理的MOS管導通電流監(jiān)測報警電路。其實現(xiàn)了強電信號（逆變橋信號）到弱電（CPLD）的隔離，大大提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。 實際電路如下圖214所示，其可以分為完全相同的三個子模塊，分別對應MOS逆變電路的一個臂。圖214 MOS管導通電流監(jiān)測報警電路由前面的MOS管的過流檢測電路，我們已經(jīng)獲得了這6個信號。圖215 MOS管導通電流監(jiān)測報警電路子模塊下面以如圖215所示，其中一個模塊為例加以說明電路的工作原理，其與來自逆變橋第一個橋臂MOS管導通電流采樣電路輸出的和信號相對應。子模塊中上端結(jié)構(gòu)對應逆變電路橋臂的上端MOS管，其下端結(jié)構(gòu)對應逆變電路橋臂的下端MOS管。不難發(fā)現(xiàn)這兩部分都只工作在對應MOS管的導通階段（是我們所希望的），而在此時，的電壓約恒等于15V，故這個子模塊的兩部分的工作狀況完全等效。所以下面只對其中一個做分析。查三端可調(diào)穩(wěn)壓管LM431的datesheet得：，所以當： （8）時，信號被光耦管拉地，輸出過流報警信號給CPLD。電路細節(jié)分析：（1）信號經(jīng)過RC濾波器傳遞到LM431控制端口。其中RC濾波器的截止頻率為：；時間系數(shù)：。其作用是濾除逆變電路信號夾雜的高頻雜波（主要由PWM驅(qū)動而引入）。顯然降低截止頻率可以明顯提高濾波效果，但同時伴隨提高的時間系數(shù)，會降低信號傳播的實時性。（２）查LTP2812的datesheet可知：LED最大允許電流，集電極最大電流；其元件特性曲線及負載曲線如下圖216所示。圖216 光耦TLP281元件特性曲線及負載曲線查三端可調(diào)穩(wěn)壓管LM431的datesheet可知：控制端最小電流，輸出電阻，最大陰極電流， 故，考慮到要充分導通光耦LTP281三端可調(diào)穩(wěn)壓管LM431，和拉地信號，取。由負載特性曲線： （9）得：光耦集電極電流：，且此時光耦LED的導通壓降為，故，光耦LED輸入端電阻?。?）電源電壓監(jiān)測電路 電源電壓采樣電路如下圖217所示，其中兩個直插鋁電解電容，穩(wěn)定了電源電壓，尤其在負載功率脈動變化的情況下。耐壓值選用系統(tǒng)額定輸入電壓（）的2倍，標準化后即63V。圖 217 電源電壓采樣電路 圖中右邊為一個電阻分壓網(wǎng)絡，輸出電壓采樣值： （10）所以的額定電壓下，輸出。 對應的信號檢測判斷電路如下圖2 18所示。圖 218 電源電壓檢測判斷電路 其采用一片LM358D（SOIC8）低功率雙運算放大器，構(gòu)造了兩個電壓比較器?；鶞试磥碜噪娫垂芾砟K的穩(wěn)壓輸出。其中門限電源電壓為： （11） （12）2）穩(wěn)壓芯片構(gòu)造的穩(wěn)壓電路 系統(tǒng)采用了基于LM2575開關穩(wěn)壓集成芯片的、穩(wěn)壓電路。LM2575系列(LM1575,LM2575HV)開關穩(wěn)壓集成芯片是美國國家半導體公司生產(chǎn)的1A集成穩(wěn)壓芯片。它內(nèi)部集成了一個固定的振蕩器，只需極少外圍器件便可構(gòu)成一種高效（約）的開關穩(wěn)壓電路，一般情況下不需散熱片；內(nèi)部有完善的保護電路，包括電流限制及熱關斷電路等電路；芯片還可提供外部控制引腳。是傳統(tǒng)線性三端式穩(wěn)壓集成電路（如7805）的理想替代產(chǎn)品。 、5V、12V、15V及可調(diào)（ADJ）等多個電壓檔次產(chǎn)品。LM2575系列開關穩(wěn)壓集成電路芯片的主要參數(shù)如下：l 最大輸出電流：1A；l 最大輸入電壓：45V；l 輸出電壓：、5V、12V、ADJ（可調(diào)）；l 振蕩頻率：54kHz；l 最大穩(wěn)壓誤差：4%；l 轉(zhuǎn)換效率：75%～88%（不同的電壓輸出的效率不同）；l 工作溫度范圍：40℃～ 125℃。LM2575的內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖219所示：其中（ADJ時開路），分別為、和，可以看出LM2575內(nèi)含電壓基準電路、振蕩器、比較器、熱關斷、內(nèi)部穩(wěn)壓、電流限制及放大器等電路。圖219 LM2575結(jié)構(gòu)框圖LM2575典型應用電路如下圖220所示（如果需要負電壓輸出，可將其輸出反接實現(xiàn)）。圖 220 LM2575 +5V穩(wěn)壓輸出的典型應用方案中實際采用的即是這種典型電路，如下圖221所示：圖221 +5V、+15V穩(wěn)壓電路利用LM2575設計電路時，應注意以下幾點： （1）電感的選擇根據(jù)需要的輸出的電壓值、最大負載電流、最大輸入電壓等參數(shù)選擇電感時，可參照相應的電感曲線圖（圖222）來查找所需的電感值。 圖 222 LM2575電感曲線圖（左5V輸出右15V輸出）故，考慮到系統(tǒng)的最大輸入電壓，最大負載電流。取輸出的穩(wěn)壓電路的電感值為，取輸出的穩(wěn)壓電路的電感值為，都采用貼片屏蔽功率電感。（2）輸出電容的選擇輸出電容推薦使用的電容量為100μF～470μF。對于5V電壓輸出，至少使用耐壓值為8V的電容，推薦使用耐壓值為10V~15V的電容，故系統(tǒng)中取10V耐壓值。而15V電壓輸出，至少使用耐壓值為23V的電容，故系統(tǒng)中取25V。（3）二極管的選擇，但考慮到負載短路的情況，二極管的額定電流值應大于LM2575的最大電流限制；另外。故方案中實際采用的IN5819肖特基二極管（允許反向電壓40V，額定電流1A）滿足要求。（4）輸入電容的選擇 在芯片輸入端接一個鋁或膽電容，有利于系統(tǒng)的穩(wěn)定。實際方案中都采用了100uF/50V直插鋁電解電容。 CPLD主控 主控CPLD芯片采用Lattice公司的MACH4系列芯片：M432/327VC（TQFP44）。其主要參數(shù)如下：工作電壓：5V（）邏輯宏單元：32個I/O口：32個管腳延時：主頻：111MHzJTAG口： 實際應用的電路原理圖，如下圖223所示：圖223 CPLD核心板 其中采用100MHz的貼片有源晶振。 人機接口1）控制器狀態(tài)顯示電路：系統(tǒng)中還包括LED狀態(tài)顯示電路，其原理圖如下圖224所示：圖224 控制器狀態(tài)顯示電路 其包括逆變橋MOS管過流（紅色）、電機正反轉(zhuǎn)（綠色）、系統(tǒng)正常（綠色）、控制器電源過壓（紅色）和控制器電源欠壓（紅色）LED顯示功能。2)電機正反轉(zhuǎn)及制動按鈕和轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)旋鈕電路： 電機正反轉(zhuǎn)及制動按鈕電路如下圖225所示：圖225 電機正反轉(zhuǎn)按鈕電路其中主要由兩個自鎖選擇按鍵構(gòu)成，S1F/R控制電機的正反轉(zhuǎn)，開啟狀態(tài)（低電平）為正轉(zhuǎn)，按下（高電平）反轉(zhuǎn)；S2STOP控制電機制動，按下（高電平）制動。并各有一個外接端口，方便實際應用時外接控制手柄。圖226電機轉(zhuǎn)速控制旋鈕電路：PWM生成電路電機轉(zhuǎn)速控制旋鈕電路如上圖226所示：其中虛線框中的部分電路，由555芯片的結(jié)構(gòu)（如下圖227）可知，其構(gòu)成一個施密特觸發(fā)器[11] 492。圖227 555芯片結(jié)構(gòu)其電壓傳輸特性如下圖228所示：圖228 施密特觸發(fā)器電壓傳輸特性相應的（芯片引腳7的電壓）關于的電壓傳輸特性如下圖229所示圖229 電路中電壓傳輸特性 考慮到電路中兩個二極管對電流流動的控制作用（如圖230），原電路可等效描述為如下圖231形式 圖230 二極管對電流的控制作用 圖231 原電路的等價模型 定性分析可知，其輸出波形如下圖232所示圖232 對原電路定性分析估計的輸出波形 下面對針對原電路的各個元件的參數(shù)，進行定量分析。 由施密特觸發(fā)器的性質(zhì)可知，的電壓在時發(fā)生反轉(zhuǎn)，故的電壓被限定在。則由RC串聯(lián)電路的特性可知，瞬時電流： （13）則， 查IN4148的數(shù)據(jù)手冊可知，在上述求得的電流范圍下，考慮到遠小于VCC電壓，故計算時忽略。 由RC串聯(lián)電路的特性可知[11]496：電容充電時間： （14）電容放電時間： （15）故得輸出PWM的占空比： （16）周期為： （17）所以原電路輸出PWM的占空比約為：，周期約為：，其中占空比為： （18）故，此電路輸出的PWM的占空比與線性電位器轉(zhuǎn)過的角度，基本呈正比例關系變化。 系統(tǒng)中采用PWM波的形式來把目標轉(zhuǎn)速信號轉(zhuǎn)遞給CPLD的原因如下：轉(zhuǎn)速信號是一個模擬量，一般可經(jīng)滑動變阻器的分壓特性，轉(zhuǎn)化為相對應的模擬電壓信號。但問題出現(xiàn)了，CPLD芯片沒AD轉(zhuǎn)化功能，系統(tǒng)中專門增加一塊AD芯片又無疑參加系統(tǒng)成本。故采用這種用PWM占空比來描述模擬電壓信號的方式，無疑是最優(yōu)解。 PCB設計設計的PCB如下圖23圖234 所示：圖233 控制器PCB正面圖234 控制器PCB反面圖235 控制器PCB板3D視圖 經(jīng)過多次修改，綜合考慮了PCB板的電磁兼容性和布局尺寸因素[12,13]。第3章 控制算法設計 下面從控制器的硬件結(jié)構(gòu)和應用場合出發(fā)，來分析說明控制器如何來完成所肩負的任務。 控制器所要完成的任務 本BLDC控制器應用于類似于驅(qū)動電動自行車電機的應用場合。由電機學可知，一臺BLDC電機可由如下物理參數(shù)定義：各相繞組內(nèi)阻R（Ω）、各相繞組電感L（H）、逆感應電動勢系數(shù)(V/rad/s)、電磁轉(zhuǎn)矩系數(shù)（）、粘性阻尼系數(shù)B（(rad/s)）、轉(zhuǎn)動慣量J（）、和電機磁極數(shù)P。而一臺電機的運動參數(shù)可由以下變量描述：電機的機械狀態(tài)有轉(zhuǎn)速ω（rad/s）、轉(zhuǎn)角θ（rad）、轉(zhuǎn)矩T（）；電機的電氣狀態(tài)有，相電壓V_a、V_b、V_c（V）和相電流I_a、I_b、I_c（A）。而這些運動參數(shù)并不是完全相互獨立的，電機的運動學方程描述了這些變量間的關系。 而控制器人機接口硬件電路，闡明了控制器至少應該能控制電機的轉(zhuǎn)速ω（rad/s）這個運動參數(shù)。并根據(jù)硬件的正反轉(zhuǎn)及制動按鈕，可進一步把這個被控制的電機參數(shù)行為劃分為：轉(zhuǎn)速大于0、轉(zhuǎn)速小于0和轉(zhuǎn)速變位0。根據(jù)硬件的轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)旋鈕，還可進一步把這個參數(shù)行為劃分為：轉(zhuǎn)速增加和轉(zhuǎn)速減小。 考慮到這種應用場合和硬件電路結(jié)構(gòu)決定的，控制器實現(xiàn)的是開環(huán)BLDC控制：控制器逆變電路決定了，控制器只能通過控制電機的各相電壓V_a、V_b、V_c（V）來實現(xiàn)控制電機的運行。 故實際控制器僅是通過PWM這種電壓控制方