【文章內容簡介】 MOS管進入飽和區(qū)：此時在溝道中發(fā)生了夾斷現(xiàn)象。 ?薩氏方程兩邊對 VDS求導，可求出當 VDS＝ VGS－ Vth時，電流有最大值，其值為： ?稱為飽和薩氏方程。 ? ?? ? 22 21thGSNthGSoxnDVVKVVLWCI???? ? MOS管的電特性 —I/V特性 (4) ID三 極 管 區(qū)飽 和 區(qū)VG S 3VG S 2VG S 1VD SVGS1VthVGS2VthVGS3Vth?MOS管 I/V特性曲線 MOS管的電特性 —轉移特性 (1) ?轉移特性曲線 ? 在一個固定的 VDS下的 MOS管飽和區(qū)的漏極電流與柵源電壓之間的關系稱為 MOS管的轉移特性。 VG SVt h nVG SVt h nID SID SVG SVt h nDSI0thV ?轉移特性的另一種表示方式 增強型 NMOS轉移特性 耗盡型 NMOS轉移特性 MOS管的電特性 —轉移特性 (2) ?轉移特性曲線 ? 在實際應用中，生產(chǎn)廠商經(jīng)常為設計者提供的參數(shù)中，經(jīng)常給出的是在零電流下的開啟電壓 ? 注意 ， Vth0為無襯偏時的開啟電壓，而 是在與 VGS特性曲線中與 VGS軸的交點電壓，實際上為零電流的柵電壓 ? 從物理意義上而言， 為溝道剛反型時的柵電壓，僅與溝道濃度、氧化層電荷等有關；而 Vth0與人為定義開啟后的 IDS有關。 39。 0thV039。 0 thth VV ? 39。 0thV39。 0thV MOS管的電特性 —轉移特性 (3) ?轉移特性曲線 ? 從轉移特性曲線可以得到導電因子 KN（或 KP），根據(jù)飽和薩氏方程可知： ? 即有： ? 所以 KN即為轉移特性曲線的斜率。 2)( thGSNDS VVKI ??2)/( thGSDSN VVIK ?? MOS管的電特性 —直流電阻 ? MOS管的直流導通電阻 ? 定義： MOS管的直流導通電阻是指漏源電壓與漏源電流之比。 ? 飽和區(qū)： ? 線性區(qū)： ? 深線性區(qū)： 2)(1thGSDSNDSDSonVVVKIVR???DSthGSNDSDSon VVVKIVR???? )(211? ?thGSNDDSon VVKIVR??? 21 MOS管的電特性 —跨導（ 1） ?飽和區(qū) MOS管的 跨導 ? 工作在飽和區(qū)的 MOS管可等效為一 壓控電流源 ，故可用跨導 gm來表示 MOS管的電壓轉變電流的能力 ? 跨導越大則表示該 MOS管越靈敏，在同樣的過驅動電壓（ VGS－ Vth） 下能引起更大的電流 ? 根據(jù)定義，跨導為漏源電壓一定時，漏極電流隨柵源電壓的變化率，即： ? ?OVDthGSDDNthGSNCVGSDmVIVVIIKVVKVIgDS2 2 2 2?????????? 飽和區(qū)跨導的倒數(shù)形式上與深線性區(qū)的導通電阻 Ron相同 MOS管的電特性 —跨導（ 2） ? 討論： ? 在 KN（ KP） 為常數(shù)（ W/L為常數(shù)）時，跨導與VOV成正比，或與漏極電流 ID的平方根成正比。 ? 若漏極電流 ID恒定時，則跨導與過驅動電壓成反比，而與 KN的平方根成正比。 ? 提高跨導方法： ? 增大 KN（增大寬長比，增大 Cox等） ? 增大 ID來實現(xiàn) ? 以增大寬長比為最有效 。 MOS管的電特性 —跨導（ 3） ?討論 (續(xù) ) ? 雙極型三極管的跨導為： ? 兩種跨導相比可得到如下結論： ? 對于雙極型，當 IC確定后， gm就與幾何形狀無關，MOS管除了可通過 IDS調節(jié)跨導外， gm還與幾何尺寸有關； ? 雙極型三極管的跨導與電流成正比，而 MOS管的跨導與電流平方根成正比，所以在同樣工作電流情況下， MOS管的跨導要比雙極型三極管的跨導小。 TCCVBECmVIdVdIgCE ?? ? MOS管的電特性 —導納 ?飽和區(qū) MOS管的 導納 ? 對于 MOS管的交流小信號工作還引入了導納的概念，導納定義為：當柵源電壓與襯底電壓為一常數(shù)時的漏極電流與漏源電壓之比，即可表示為： CVVDSDSd SBGSVIg ???? , MOS管的電特性 —最高轉換頻率（ 1） ? MOS管的最高轉換頻率 ? 兩種定義 ? 共源電流增益（ ）幅度下降到單位 1時所對應的頻率（角頻率）； ? 當柵源間輸入交流信號時，由源極增加（減?。┝魅氲碾娮恿?，一部分通過溝道對電容充（放）電，一部分經(jīng)過溝道流向漏極，形成漏源電流的增量，當變化的電流全部用于對溝道電容充放電時， MOS管就失去了放大能力，因此 MOS管的最高轉換頻率定義為： 對柵輸入電容的充放電電流和漏源交流電流值相等時所對應的工作頻率 。 MOS管的電特性 —最高轉換頻率（ 2） ? 忽略寄生電容： ? C表示柵極輸入電容，該電容正比于 WLCox 。 ? MOS管的最高轉換頻率與溝道長度的平方成反比，因此， 減小 MOS管的溝道長度就能很顯著地提高工作頻率 。 ?頻率： fT=ωT/2π CgfvgCv mmgmgm ?? 2???)(2 2 thGSnm VVLf ?? ?? MOS管的電特性 —最高轉換頻率（ 3） ? 轉換頻率是不能夠精確預計器件所能工作的最高頻率的。 ? 在高頻條件下， “集總 ”MOS管模型的許多假設都變得無效了。 ? 集總模型對于工作頻率不大于 ωT/10時是有效的。 ? 在共源放大器中會介紹一種有效的頻率定義。 ? 在高頻情況下，器件模型變得更有挑戰(zhàn)性，需考慮版圖中器件及其連接所產(chǎn)生的許多效應。 品質因子（ FOM） ?希望 MOS管能提供： ? 大的 gm同時只消耗較少的電流 ? 大的 gm同時只有較小的 Cgs ?為了量化 MOS管的性能，可以定義以下的“品質因子 ”： ? gm/ID與 gm/Cgs ? 對于長溝道 MOS管，則有： ? 以上兩因子反映了相互之間的折中關系。 二階效應 二階效應在現(xiàn)代模擬集成電路的設計中 是不能忽略的，主要的二階效應有： ? MOS管的襯底效應 ? 溝道調制效應 ? 亞閾值導通 ? 溫度效應 襯底偏置效應（體效應） 在前面的分析中： ? 沒有考慮襯底電位對 MOS管性能的影響 ? 假設所有器件的襯底都與源端相連，即 VBS＝ 0 ? 但在實際的模擬集成電路中，由于 MOS器件制作在同一襯底上，就不可能把所有的 MOS管的源極與公共襯底相接，即 VBS≠0 ? 例如：在實際電路設計中 NMOS管的源極電位有時就會高于襯底電位（仍能保證源極與漏極與襯底間保持為反偏，使器件正常工作） 襯底偏置效應（體效應） ? 根據(jù)閾值電壓的定義及 MOS管的工作原理可知，MOS管要形成溝道必須先 中和 其耗盡層的電荷，假設VS＝ VD＞ VB，當 0＜ VGB＜ Vth時則在柵下面產(chǎn)生了耗盡但沒產(chǎn)生反型層，保持 MOS管的三端電壓不變，而降低襯底電壓 VB，則 VGB增大，更多的空穴被排斥到襯底，而留下了更多的負電荷，從而使其耗盡區(qū)變得更寬，即當 VB下降、 Qb上升時， Vth也會增大。這種由于 VBS不為 0而引起閾值電壓的變化的效應就稱為“ 襯底效應 ” ，也稱為 “ 背柵效應 ” 。 襯底偏置效應（體效應） ? 在考慮襯底效應時，其耗盡層的電荷密度變化為： ? 把上式代入閾值電壓的表達式，可得其閾值電壓為： ? 其中 Vth0是