【文章內(nèi)容簡介】 一般地講，所有的變流器拓撲，如Buck、Boost、Flybick、Cuck等都可以用作PFC的主電路。但是，由于Boost電路的特殊特點。是他用于PFC較其它電路更為廣泛。我們這里也以Boost電路為背景，介紹PFC的基本原理和實現(xiàn)方面的問題。Boost型有源功率因數(shù)校正電路的構(gòu)成示于圖31。它是在不控整流橋之后接Boost（DC/DC）變換器電路構(gòu)成。圖31 Boost型PFC電路原理圖PFC的工作原理如下：主電路的輸出電壓和基準電壓比較后，送給電壓誤差放大器，然后以整流電壓的檢測值作為調(diào)制信號，與電壓誤差放大器的輸出電壓信號共同加到乘法器進行調(diào)制，其輸出值作為控制電感電流的給定信號。這個給定信號與電感電流檢測（反饋）信號比較后，差值送給電流調(diào)節(jié)器。電流調(diào)節(jié)器的輸出經(jīng)過調(diào)制裝換成與電流調(diào)節(jié)器輸出信號成正比的占空比電平，控制開關工作達到使電感電流跟蹤整流電壓，從而實現(xiàn)功率因數(shù)校正的目的。輸入電流越接近正弦電壓，電流中的諧波含量就越少，功率因數(shù)也就越接近于1。 Boost型PFC的特點優(yōu)點：1. 輸入電流連續(xù)。EMI小。2. 有輸入電感，抗瞬態(tài)沖擊性強。3. 開關器件驅(qū)動容易（其源級參考點與電源零是一點）。4. 器件承受的電壓不高于輸出電壓。缺點：1. 輸出輸入之間無絕緣隔離。2. 若開關二極管輸出電容之間存在雜散電感（導線的分布參數(shù)），則高頻工作時容易產(chǎn)生震蕩過壓。對開關安全運行造成危險。咋一看優(yōu)點中的第四點和缺點中的第二點的提法互相矛盾，其實這是一個問題的兩個方面。如果二極管的開關特性優(yōu)異，開通時間很短，開關S、二極管D、輸出電容的導線回路很短，基本上沒有雜散電感，則通過二極管和電容就可以很好的實現(xiàn)對開關電壓的鉗位。反之，高頻工作時就可能出現(xiàn)高頻振蕩導致的瞬態(tài)過電壓。其實在其它拓撲中也存在因分布參數(shù)導致的特殊問題，必須具體問題具體分析。 Boost型有源功率因數(shù)校正的控制方法 對于圖31的拓撲。實現(xiàn)功率因數(shù)校正有幾種工作方式可供選擇。從電感電流是否連續(xù)可分為CCM(Coutinuum Current Mode)模式和DCM（Disconnected Current Mode）模式兩類。這里我們僅介紹CCM模式。CCM模式下工作的Boost型PFC仍有三種方式：電流峰值控制發(fā)、平均電流控制 發(fā)和滯環(huán)電流控制法。各種控制方法的區(qū)別主要體現(xiàn)在控制系統(tǒng)的構(gòu)成上。 電流峰值控制法的系統(tǒng)構(gòu)成示于圖32。電壓環(huán)的構(gòu)成與圖31沒有區(qū)別，電流環(huán)的反饋電流取自電感電流，但開關的控制電平到低取決于電感電流峰值是否達到電流給定值。這樣在控制上就保證了電感電流的峰值不超過給定的電流指令。由于電感電流連續(xù)且紋波很小的情況下電感電流峰值與平均電流很接近，因此這種方法可以很好地實現(xiàn)PFC。但是，需要注意的是，這個前提條件實際是要求輸入電感必須足夠大。因為開關的門極電平影響電感電流的高頻調(diào)制，當開關閉合時電感電流上升，當電感電流達到指令電流值時開關斷開，在下一個周期內(nèi)，開關將再一次閉合重復工作。因此如果電感值不夠大，電感電流將很快衰減，造成較大的電流諧波使電流波形的質(zhì)量下降。 圖32 電流峰值發(fā)控制的Boost型PFC電路原理圖另外，當電感電流以工頻頻率從零逐漸變化到最大值時，開關的占空比由大逐漸變小，，因此有可能產(chǎn)生諧波震蕩（Subharmonic Oscillation）。為了防止震蕩，必須在比較器的輸入端正加一個斜率補償器（Slope pensation）。峰值電流控制發(fā)的主要優(yōu)點是：1 恒頻控制2 電流連續(xù)，開關電流定額小。電流有效值小，EMI小3 控制易于實現(xiàn)4 可實現(xiàn)快速電流保護，由于開關電流的峰值就是電感電流的峰值，故可以用開關電流檢測值實現(xiàn)控制峰值電流控制法的主要不足是：1 電感電流峰值與高頻狀態(tài)空間平均值之間的誤差在一定條件下相當大，以至于無法滿足低諧波含量的要求2 另外峰值電流控制法對噪聲相當敏感，這會對控制效果造成影響可以實現(xiàn)峰值電流控制的IC有ML481ML481TK8481TK84819等。平均電流控制法的系統(tǒng)構(gòu)成示于圖33。它與峰值電流控制法的區(qū)別在于電流調(diào)節(jié)器。峰值電流控制法的電流控制器是由比較器實現(xiàn)的，而平均電流控制法的電流調(diào)節(jié)器是有一個積分調(diào)節(jié)其實現(xiàn)的。由積分的平均作用實現(xiàn)了對開關占空比的調(diào)節(jié)，使電流實現(xiàn)了平均值控制。由于電流調(diào)節(jié)器有較高的通頻帶，可以快速而精確地對電流誤差進行校正，故容易實現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。實際上，要想使輸入電流在工頻半周期內(nèi)的上升段和下降段都很好地跟蹤直流電壓是有一定困難地，這是由于在恒頻工作條件下兩個階段中導致電感電流的變化的外部條件是不同的。反映在峰值電流控制系統(tǒng)中是需要加入斜坡補償函數(shù)，反映在平均電流控制中則是需要對電流環(huán)加入補償網(wǎng)絡。相比之下補償網(wǎng)絡的加入相對容易些。平均電流控制法的主要優(yōu)點是：1 恒頻控制2 電流連續(xù)，開關電流定額小。電流有效值小，EMI小3 能抑制開關噪聲4 輸入電流失真小平均電流控制法的主要不足是：1 控制電路復雜2 需要電流環(huán)補償網(wǎng)絡可用于電流平均控制的IC有：UC385TK8385ML4821等。 圖33 平均電流控制法的Boost型PFC電路原理圖滯環(huán)電流控制的系統(tǒng)構(gòu)成示于圖44。這種控制方式與上述兩種控制系統(tǒng)的區(qū)別在于實現(xiàn)電流和開關控制的電路由一個比例放大器和一個滯環(huán)比較器實現(xiàn)。當反饋電流與給定電流之差大于設置的滯環(huán)寬度時比較器翻轉(zhuǎn)，對開關器件進行通斷控制。由此不難看出其控制效果是使電感電流在給定的平均電流指令上下一定的誤差帶內(nèi)。 圖34 滯環(huán)電流控制法的Boost型PFC電路原理圖滯環(huán)電流控制法的主要優(yōu)點是：1 實現(xiàn)簡單2 電流連續(xù)，開關電流定額小。電流有效值小，EMI小3 輸入電流失真小滯環(huán)電流控制法的主要不足是：1 非恒頻控制，對噪聲較敏感 UC3854A簡介UC3854A是一種高功率因數(shù)校正器(或稱預調(diào)器)集成控制電路芯片。它的主要特點是:可以控制ACDC BOOST PWM變換器的輸入端功率因數(shù)接近于1；限制輸電流的THD小于3%；采用平均電流控制方法；恒頻控制；電流放大器的頻帶較寬(5MHz)等。UC3854A包括:電壓放大器VA、模擬乘法除法器M、電流放大器CA、固定頻率脈寬調(diào)制器PWM、功率MOS管的門極驅(qū)動器、以及軟啟動、輸入電壓前饋、輸入電壓鉗位、過電流比較器等。 UC3854A的主要特點UC3854是一款高功率因數(shù)的集成控制電路，其主要特點如下：（1）采用升壓PWM控制，功率因數(shù)接近1。（2）寬限輸入，線電壓前饋調(diào)整，線電流畸變小于3%。（3）采用定額平均電流模式控制。 （4）內(nèi)置高頻寬帶放大器，失調(diào)電流小。（5）啟動電流進一步降低，僅為300uA。（6）乘法器/除法器性能進一步提高。（7）具有電流放大器電壓放大器輸出鉗位功能。（8）內(nèi)置使能比較器，速度精度都進一步提高。（9）欠壓鎖定閥值可選。 UC3854A的內(nèi)部結(jié)構(gòu)UC3854芯片集成電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖35所示，它為電源提供有源功率因數(shù)校正，還按正弦的電網(wǎng)電壓來鉗制非正弦的電流變化，能最佳的利用供電電流使電網(wǎng)電流失真最小。UC3854主要包含一個電壓放大器、一個模擬乘法器、一個電流放大器、一個恒頻脈寬調(diào)制器（PWM）。另外，UC3854還包含一個功率兼容的柵極驅(qū)動器、電網(wǎng)預置器、負載變化比較器、低電源檢測器和過流比較器?，F(xiàn)對UC3854內(nèi)部的各個功能模塊介紹如下：欠壓封鎖比較器（UVLC）：電源電壓高于16V時，基準電壓建立，振蕩器開始震蕩，輸出級輸出PWM脈沖。當電源電壓低于1V時，基準電壓中斷，振蕩器停振，輸出級被鎖死。使能比較器（EC）：使能腳（10腳），輸出級輸出驅(qū)動脈沖，輸出級關斷。以上兩比較器的輸出都接到與門輸入端，只有兩個比較器都輸出高電平時，基準電壓才能建立，器件才輸出脈沖。圖35 UC3854A內(nèi)部結(jié)構(gòu)電壓誤差放大器（VEA）：功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后，加到該放大器的反相輸入端，其差值經(jīng)放大后加到乘法器的一個輸入端（A端）。乘法器（MUL）：乘法器輸入信號除了誤差電壓外，還有與已整流交流電壓成正比的電流 (B端)和前饋電壓。電流誤差放大器（CEA）：乘法器輸出的基準電流和兩端產(chǎn)生基準電壓。電阻兩端壓降與兩端電壓想減后的電流取樣信號。加到電流誤差放大器的輸入端，誤差信號經(jīng)放大后，加到PWM比較器，與振蕩器的鋸齒波電壓比較，調(diào)整輸出脈沖的寬度。振蕩器（OSC）：振蕩器的振蕩頻率由14腳和12腳外接電容和電阻決定，只有建立基準電壓后，振蕩器才開始震蕩。PWM比較器（PWM COMP）：電流誤差放大器輸出信號與振蕩器的鋸齒波電壓經(jīng)該比較器后，產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號，該信號加到觸發(fā)器。觸發(fā)器（FLIPFLOP）：振蕩器和PWM比較器輸出信號分別加到觸發(fā)器的R、S兩端，控制觸發(fā)器輸出脈沖，該脈沖經(jīng)與門電路和推拉輸出級后。驅(qū)動外接的功率MOSFET?；鶞孰娫矗≧EF）：該基準電壓受欠壓封鎖比較器和使能比較器控制，當這兩個比較器都輸出高電平時。峰值電流限制比較器（LMT）:電流取樣信號加到該比較器的輸入端，輸出電流達到一定數(shù)值后，該比較器通過觸發(fā)器關斷輸出脈沖。 引腳說明UC3854A采用16管腳或20管腳封裝，下面以16腳為例進行介紹： 圖46 UC3854A 16管腳圖（1）Gnd:信號地。實際應用中，Vcc和REF與該段之間接旁路電容。另外由于該端還與振蕩器定時電容相連構(gòu)成放電回路，因此該端與定時電容之間的引線應盡可能短。（2）PKLMT:峰值電流限幅信號輸入端。該端是電流限幅比較器的反相輸入端，通過電阻分壓器與電流檢測電阻相連。電流檢測電阻與電流互感器相連，電流互感器采用負電壓輸出結(jié)構(gòu)。PKLMT引腳的閥值電壓為0。電阻分壓器中位于該端與9腳之間的電阻相當于補償電阻，能夠使負的電流檢測信號的電位升至地電平。（3）CA OUT 電流誤差放大器輸出端。該端對線電流進行檢測，生成相應的PWM信號，實現(xiàn)對電流波形的校正。需要的時候，電流誤差放大器的輸出信號可以接近地電位，以實現(xiàn)零占空比。在控制器被禁止時，電流誤差放大器能保持正常工作狀態(tài)。電流誤差放大器的輸出級由射極跟隨器構(gòu)成，并通過一8K歐電阻接地。（4）Isense 電流檢測信號輸入端。該端電流誤差放大器的反相輸入端。電流誤差放大器在其反相輸入端和非反響輸入端上輸入的信號為負也能正常工作。但由于著兩個輸入端采用的是二極管保護。（5）Mult Out乘法器輸出端。也是電流誤差放大器的非反響輸入端。乘法器輸出的是電流信號，與誤差放大器的非反響輸入端同樣，都具有高阻抗特性，因此誤差放大器可以構(gòu)成差動放大器以抑制地噪聲（6）IAC 交流電流信號輸入端。該段是乘法器唯一直接與外部相連的輸入端，標稱電壓為6V，用于實現(xiàn)對瞬時輸入線電壓的檢測。該段通過兩只外接電阻分別與REF和整流輸出電壓相連。如果與REF相連的電阻阻值是整流電壓輸出端相連電阻阻值的1/4，6V的失調(diào)電壓將被完全抵消，此時線電流的交越失真最小。（7）VA OUT 電壓誤差放大器輸出端。與電流誤差放大器輸出端一樣，在控制器被禁止時，電壓誤差放大器同樣能保持正常工作。這意味著，跨接在電壓誤差放大器上的大容量反饋電容，在控制器被瞬間禁止的周期內(nèi)仍將保持充電狀態(tài)。當電壓誤差放大器的輸出低于1V時， ，并通過一8KΩ電阻接地。（8）Vrms 線電壓有效值信號輸入端。升壓PWM調(diào)節(jié)器的輸出信號與輸入線電壓成正比，當輸入窄帶升壓PWM調(diào)節(jié)器的線電壓發(fā)生變化時，升壓PWM調(diào)節(jié)器的輸出信號會立刻改變，并緩慢地回復到穩(wěn)壓值。如果Vrms上的電壓信號與輸入線電壓的有效值成正比，就能實現(xiàn)對線電壓變化的補償。為獲得最佳控制效果，～。（9）Vref 基準電壓輸出端。，能夠提供10mA的驅(qū)動電流，并具有短路電流限幅功能。當Vcc上的電壓過低或ENA為低電平時，基準電壓輸出端被禁止。為提高基準電壓的穩(wěn)定性，需在Vref和Gnd之間外接一電容。（10）ENA 使能端。該端是邏輯電平輸入端，用于控制升壓PWM控制器、基準電源和振蕩器的工作狀態(tài)，同時還能夠去除軟啟動箝位，使SS上的點位上升。外接+5V偏置電壓或22kΩ上拉電阻后，該端失效。注意在實際應用中，不能用使能端代替升壓PWM調(diào)節(jié)器的快速關斷保護電路。（11）Vsense 電壓檢測信號輸入端。該端是電壓誤差放大器的反相輸入端，通過電阻分壓網(wǎng)絡與前置變換器輸出端相連。同時外接反饋網(wǎng)絡。（12）Rset 振蕩器定時電阻接入端。外接的定時電阻決定了振蕩器的充電電流以及乘法器的最大輸出電流。（13）SS 軟啟動電容接入端。外接軟啟動電容。當控制器出于禁止狀態(tài)，或Vcc上的電壓過低時，SS上的電位將保持在地電位。一旦控制器被激活，同時Vcc的電壓打到正常水平，則控制器內(nèi)部14μA電流源將對軟啟動電容進行充電，SS上的電壓逐步升至8V以上。如果SS上的電壓低于REF上的基準電壓，SS將作為電壓誤差放大器的基準輸入。在軟啟動電容作用下，電壓調(diào)節(jié)放大器的基準電壓逐步上升，PWM占空比也逐漸增大。當控制器被禁止或發(fā)生掉電故障時，SS將快速放電至地電位，同時終止PWM脈沖。（14）Ct 振蕩器定時電容接入端，該端外接振蕩器定時電容。振蕩器頻率由下式?jīng)Q定（15）Vcc 偏置電源接入端。實際應用中，該端接入的偏置電源的電壓應高于17V，電流超過20mA，否則控制器將不能正常工作。為了吸收對升壓功率MOSFET柵極電容充電時引發(fā)的電流尖峰，該端外接旁路電容。為了保證柵極驅(qū)動信號能夠驅(qū)動升壓功率MOSFET，控制器只有在Vcc上的電壓超過欠壓鎖定下限閥值時才開始工作。（16）GT Drv 柵極驅(qū)動信號輸出端。升壓PWM調(diào)節(jié)器輸出級由圖騰柱式功率MOSFET柵極驅(qū)動電路構(gòu)成。該端在控制器內(nèi)部被