【文章內容簡介】 容狀態(tài)運行，當整流器在這四個狀態(tài)之間進行轉換時，PWM整流器開關管交流側輸入電壓矢量V端點的軌跡形成了一個圓，其半徑為。 圖33 PWM整流器純電感運行時交流側穩(wěn)態(tài)矢量圖PWM整流器的純電感狀態(tài)運行的交流側穩(wěn)態(tài)矢量圖如圖33所示。在圖33中的A點，因為電網(wǎng)電壓矢量E超前交流側電流矢量I九十度，矢量E，I之間的相位關系和純電感上電流，電壓相位關系相同，因此稱PWM整流器此時交流側呈現(xiàn)純電感運行特性，所以此時整流器將從電網(wǎng)吸收無功功率。當開關管交流側輸入電壓矢量V端點從圓的A運行到B的過程中，PWM整流器從電網(wǎng)吸收無功和有功功率，整流器便處于整流狀態(tài)。 圖34 PWM整流器正阻特性運行時交流側穩(wěn)態(tài)矢量圖 PWM整流器的正阻狀態(tài)運行的交流側穩(wěn)態(tài)矢量圖如圖34所示[l]。在圖34中的B點，電網(wǎng)電壓矢量E和交流側電流矢量I的相位相同，矢量I，E之間的相位關系同電阻上電流，電壓相位關系一樣，因此PWM整流器的交流側可以處于單位功率因數(shù)運行的狀態(tài)，只有電網(wǎng)中的有功功率才能被整流器吸收，無功功率則不能被吸收。在開關管交流側輸入電壓矢量V端從B點運行到C點的過程中，整流器依然運行于整流狀態(tài)。這時，整流器吸收電網(wǎng)中的容性無功和有功功率。 圖35 PWM整流器純電容特性運行時交流側穩(wěn)態(tài)矢量圖PWM整流器的純電容特性運行時交流側穩(wěn)態(tài)矢量圖如圖35所示。在圖35中的C點，由于電網(wǎng)電壓矢量E滯后交流側電流矢量I九十度，矢量E， I之間的相位關系和電容上電流，電壓相位關系一樣，因此稱PWM整流器此時交流側運行特性呈現(xiàn)純電容性，這時只有電網(wǎng)中的容性無功功率才能被整流器吸收。當開關管交流側輸入電壓矢量V端從C運行到D的過程中，PWM整流器運行于有源逆變的狀態(tài)。這時，電能夠從PWM整流器直流側傳輸流向電網(wǎng)。 圖36 PWM整流器負阻特性運行時交流側穩(wěn)態(tài)矢量圖PWM整流器的負阻狀態(tài)運行交流側穩(wěn)態(tài)矢量圖如圖36所示。在圖36中的D點，由于電網(wǎng)電壓矢量E和交流側電流矢量I的相位相差180度，此時整流器只吸收電網(wǎng)中的有感性無功功率。當開關管交流側輸入電壓矢量V端點從D運行到A過程中，電能從PWM整流器直流側傳輸?shù)诫娋W(wǎng)。PWM整流器仍然處于同上的逆變狀態(tài)。綜上所述:如果要對PWM整流器的交流側輸入電流矢量I進行合適的控制，可以通過控制交流側電感電壓矢量VL，而VL則可根據(jù)PWM整流器的交流側穩(wěn)態(tài)矢量圖，轉化為對開關管交流側輸入電壓矢量V的控制，所以開關管交流側的輸入電壓矢量V可以由直流電壓和SPWM或者SVPWM技術結合得出，從而完成對PWM整流器的控制過程。整個控制過程可以由下圖形象的描述。 圖37 PWM整流器電流矢量控制過程 三相電壓型PWM整流器控制方法目前，三相PWM整流器廣泛采用雙閉環(huán)的控制方法，控制方法的研究也主要集中在控制網(wǎng)側電流取得網(wǎng)側電流給定值并抑制直流側電壓波動的電壓外環(huán)這兩個方面。歷經(jīng)數(shù)十年的研究與探索，PWM整流器技術已日漸趨于成熟。PWM整流器主電路已從早期的半控型器件橋路發(fā)展到現(xiàn)在的全控型器件橋路。拓撲結構已從單相、三相電路發(fā)展到多相組合及多電平拓撲電路。PWM開關控制由從前單純的硬開關調制發(fā)展到軟開關調制。功率等級也從千瓦發(fā)展到如今的兆瓦級。隨著對PWM整流器及其控制策略的研究日益深入，研究人員也陸續(xù)提出了一些較為新穎的系統(tǒng)控制策略，如無電網(wǎng)電動勢傳感器及無網(wǎng)側電流傳感器控制、直接功率控制，PWM整流器的時間最優(yōu)控制、電網(wǎng)不平衡條件下的PWM整流器控制略關于Lyapunov穩(wěn)定性理論的PWM整流器控制等其他控制策略。這些控制系統(tǒng)都各有優(yōu)勢，但是對于電壓型PWM整流器目前應用較多的是電流控制策略。PWM整流器的電流控制策略包含“直接電流控制”和“間接電流控制”兩種控制策略。根據(jù)有沒有引入電流反饋可以將這些控制方法分為兩種，引入交流電流反饋的稱為直接電流控制，的稱為間接電流控制沒有引入交流電流反饋。實際上間接電流控制是幅相控制，根據(jù)系統(tǒng)低頻穩(wěn)態(tài)數(shù)學模型(反映穩(wěn)態(tài)下電壓平衡關系)要控制網(wǎng)側電流，可以通過控制電壓型PWM整流器的交流側電壓基波的幅值、相位來實現(xiàn)?！伴g接電流控制”策略著優(yōu)點是無需電流傳感器、結構簡單、靜態(tài)特性良好，但這種控制方式的缺點是: 動態(tài)響應慢，穩(wěn)定性差、動態(tài)過程中存在直流電流偏移和很大的電流過沖、自身無限流保護、需有過流保護限制了該種策略的實際應用?！爸苯与娏骺刂啤辈呗允峭ㄟ^對交流電流的直接控制而使其跟隨電流給定信號的控制方法，采用交流電流內環(huán)、直流電壓外環(huán)構成整流器控制系統(tǒng)，既可恒定控制直流電壓因數(shù)，又可實現(xiàn)單位功率。直接電流控制的PWM整流器采用SPWM調制方式，采用雙閉環(huán)結構，電壓外環(huán)輸出作為電流指令，電流內環(huán)則控制輸入電流，使之快速跟蹤電流指令，其動態(tài)響應速度較快、控制精度高、限流容易在實際生產(chǎn)中得到了廣泛的應用，但是其缺點是對硬件和CPU的要求比較高。直接電流方法的提出引起了學術界廣泛的關注，從系統(tǒng)控制器的結構形式分，直接電流控制分為三種類型：1)電壓電流雙閉環(huán)控制。這是目前應用最廣泛，最為實用化的控制方式。他們的共同特點是:輸入電流和輸出電壓分開控制，電壓外環(huán)的輸出作為電流指令信號，電流內環(huán)控制輸入電流，使之快速地跟蹤電流指令。電流內環(huán)控制電流，而且起到了改善控制對象的作用。由于電流內環(huán)的存在，只要把電流指令限幅就可自然起到過流保護的作用，這是雙閉環(huán)控制的優(yōu)點。根據(jù)電流控制器的實現(xiàn)形式，又分以下幾種形式電流滯環(huán)調節(jié)器。它具有相當快的電流控制特性，適應參數(shù)變化的能力也很強。其缺點是開關的頻率不固定，開關應力較大，現(xiàn)在已基本淘汰。代替滯環(huán)控制器被串比例或比例積分等線性控制器所代替，并結合電流狀態(tài)反饋實現(xiàn)電流解耦的控制方法應用比較廣泛，其動態(tài)特性和滯環(huán)控制接近。當不考慮直流電壓的變化時，整流器輸入電流的模型是線性時不變系統(tǒng)。所以也有采用狀態(tài)反饋的方法配置電流響應的閉環(huán)極點，這種方法和前述串聯(lián)比例電流調節(jié)器加電流反饋解禍的控制方式的本質上是一樣的。假設是在離散電流模型中設置極點，并使得電流在采樣點后一拍或數(shù)拍跟蹤上電流指令，這就是所謂的無差拍電流控制或預測電流控制。對于電流的控制既可以在靜止坐標系中，也可以是在兩相同步坐標中進行。在同步坐標系下可以實現(xiàn)電流的無靜差跟蹤，電流響應也較為快一些。早期的控制電路主要采用模擬電路，實現(xiàn)坐標變換十分復雜，所以控制器一般選擇在靜止坐標系中實現(xiàn)。為彌補控制器在靜止坐標系下的不足，可以通過在靜止坐標系的電流控制器中引入電網(wǎng)反電勢信號作為前饋補償可以增加靜止坐標系的電流控制效果和旋轉坐標系的接近度。隨著處理器技術的不斷發(fā)展，模擬電路正逐步被數(shù)字化系統(tǒng)所代替。在數(shù)字化系統(tǒng)中進行坐標變換非常方便，因此使用靜止坐標系的控制器便會越來越少。第二類控制方式是以整流器的小信號線性化狀態(tài)空間模型為基礎。電壓、電流控制不分開，而是對整個系統(tǒng)進行閉環(huán)極點配置或設計最優(yōu)二次型調節(jié)器。這種控制方式需要先離線算出每個靜態(tài)工作點的狀態(tài)空間模型及其對應的反饋矩陣，然后將其存入存儲器。當整流器工作時，應該檢測等效負載電阻或負載電流以確定當前工作點，然后查表讀取相應的反饋矩陣。這種方式的控制效果不錯，只是要對靜態(tài)工作點的劃分很細，所以造成計算量大，實現(xiàn)復雜。非線性控制方法。因為整流器本質上是非線性的，所以用非線性控制方法更為適合。這類方法目前還只是處于研究階段，是國內外學者研究的新熱點。本文采用的電流電壓雙閉環(huán)控制系統(tǒng)是基于dq坐標變換的矢量控制方法，根據(jù)矢量控制的觀點，把整流器里三相靜止坐標系中的各變量變換成兩相同步旋轉坐標系中的兩相分量，得出兩相電流分量和電流有功分量、無功分量之間的對應關系，系統(tǒng)控制采用電流內環(huán)與電壓外環(huán)的雙閉環(huán)控制結構，通過對PWM整流器有功和無功電流的單獨控制，達到控制功率因數(shù)的目的。 三相PWM整流器的數(shù)學模型如圖38所示為三相電壓型主電PWM整流器路拓撲結構。為了簡化推導過程，特作如下假設：② 電網(wǎng)電壓為理想電壓源,即三相對稱、穩(wěn)定，內阻為零；② 各相電感相等，均為 L , L=L=L=L。③ 每個橋臂上、下兩個開關互補運行，即若開關VT的占空比為d，則開關VT 的占空比為1；③ 開關頻率遠遠大于電源頻率； N圖38 三相電壓型 PWM 整流器主電路拓撲⑤ 忽視開關器件的導通壓降和開關損耗, 忽略分布參數(shù)的影響。圖37中節(jié)點a、b、c 相對于節(jié)點N 的電壓為： （31） 式中， ———開關 、 、的占空比?！绷鬏敵鲭妷焊鶕?jù)式(31) 可得整流器的等效平均模型, 如圖39 所示。 A O B N C 圖39 整流器等效平均模型由圖39可知, 點 A 、B 、C 相對于中性點O 的電壓矢量等于電源相電壓矢量減去電感電壓矢量, 即為: