【文章內(nèi)容簡介】 向電流，并提高功率開關的耐反壓能力。 三相PWM整流器的拓撲結構如圖所示。這里假設電路滿足以下條件（1)電源是三相平衡正弦電壓源。（2)濾波電感L是線性的，不考慮飽和現(xiàn)象。定義三相開關函數(shù)如下: ，第k相上橋臂開關管導通，下橋臂開關管關斷。 ，第k相下橋臂開關管導通，上橋臂開關管關斷。 k=a, b, c對a相電路，有: ()設，為IGBT的等效電阻，當上橋臂開關導通，且小橋臂開關關斷時，有: ()當下橋臂導通，上橋臂關斷時有: ()將式()、式()代入式()可得: () 同一橋臂上下開關不能同時導通，即，同時，約定，則式()可寫為: ()同理可得b相和c相的微分方程如下: () ()對于三相平衡系統(tǒng)，有: ，將式()、()、()變換代入，可得: , 則中性點電壓為: ()將式()代入式()中，可得完整的a相方程: () 同理可得b相、c相方程如下: () ()對負載電流進行分析，可得電容上電壓: （）整理可得方程組： （）式中C為整流器直流側濾波電容 , ，電感器的等效參數(shù) ，整流器負載電阻 ，整流器輸出電壓 ,，整流器三相輸入電流 , ,，三相電網(wǎng)電壓定義三相相電壓函數(shù)則整流器的交流側數(shù)學模型為:= （）由式(2. 14)，可得交流側高頻等效電路如圖: 表達式()是一組對時間不連續(xù)的微分方程，普通的數(shù)學方法難以求得其解析解，造成不連續(xù)的原因在于開關函數(shù)的不連續(xù)性。當開關頻率很高時，狀態(tài)空間平均法是解決該問題的一種行之有效的方法。根據(jù)此概念，可以用開關函數(shù)在一個開關周期內(nèi)的平均值代替函數(shù)本身，得到對時間連續(xù)的狀態(tài)空間平均模型。應用了傅立葉變換這個模型，則一個周期的傅立葉級數(shù)為: （）對于一個SPWM自然采樣瓣，在一個周期內(nèi)的轉換點并不是對稱的。然而，當轉換頻率比固有頻率大的多的時候，在一個轉換周期內(nèi)調(diào)制波可被看成一個常量。因此，轉換部分接近對稱了，如圖( )所示 一個轉換周期內(nèi)的調(diào)制波對進行對偶拓展得: ()令d I = S k代入方程( )，這樣( )就由帶開關函數(shù)得方程變?yōu)榱诉B續(xù)方程，如下: （）式中為一個開關周期內(nèi)開關函數(shù)的平均值，由于開關函數(shù)是幅值為1的脈沖，所以其平均值等于其占空比。根據(jù)狀態(tài)空間平均定義三相相電壓平均值函數(shù)。 （）令 （）可得基于狀態(tài)空間平均法PWM整流器等效模型: 基于狀態(tài)空間平均法PWM整流器等效模型對于幅相控制，相角平和調(diào)制系數(shù)m將控制d；，第i相的占空比d，可表示如下: 根據(jù)文獻[11]可得,:這里,；是的穩(wěn)態(tài)值，是的穩(wěn) 態(tài)值，是功率因數(shù)角，表示單位功率因數(shù)。 幅相控制下的調(diào)制波和載波第三章 整流器主電路參數(shù)的選擇 直流側輸出電壓。不僅要滿足負載對電壓的要求，而且要能控制流過濾電感L中的電流波形為正弦。從電源控制方面看，過低，將會導致交流側電流畸變嚴重，甚至不能跟隨給定；過高，將會提高器件的耐壓定額，增加成本，也會降低系統(tǒng)可靠性。 a，可以看出，要保證續(xù)流二極管只在續(xù)流時導通，系統(tǒng)完全可控，直流電壓。必須不小于輸入端A, B, C處的交流線電壓基波的峰值。在滯環(huán)電壓控制方式下。產(chǎn)生的三相橋輸入端線電壓基波最大值為僅，而交流側三相對稱系統(tǒng)電壓合成矢量幅值為 (為相電壓峰值)，因此，及直流側電壓滿足: () 在交流電源電壓最大值或有效值給定后，可根據(jù)()大致確定直流側電壓值。 在VSR系統(tǒng)設計中，交流側電感的設計至關重要，這是因為VSR交流側電感的取值不僅影響到電流環(huán)的動、靜態(tài)響應，而且還制約著VSR輸出功率、功率因數(shù)以及直流電壓。VSR交流側電感的主要作用可歸納如下:（1)隔離電網(wǎng)電動勢與VSR交流側電壓。通過VSR交流側電壓幅值、相位的PWM控制，或通過VSR交流側電流幅值、相位的PWM控制均可實現(xiàn)VSR四象限運行。（2)濾除CSR焦爐測PWM諧波電流，實現(xiàn)VSR交流側正弦波電流或一定范圍內(nèi)的任意電流波形控制。（3)使VSR具有boost PWM AC/DC變換性能及直流側受控電流源特性。（4)使VSR獲得良好電流波形的同時，還可以向電網(wǎng)傳輸無功功率，實現(xiàn)網(wǎng)側純電感、純電容特性運行。（5)使VSR控制系統(tǒng)獲得了一定的阻尼特性，有利于控制系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。 可見，交流側電感的選取對整個系統(tǒng)有很大的影響。在實際系統(tǒng)設計中，直流側電壓選定后，交流側電感的設計對電源電流波形影響很大，一方面它影響到輸入電流諧波含量，總的輸入電流諧波畸變率定義為: ()式中為所有諧波電流分量的總有效值，為基波電流有效值。因此，從濾波的角度看，希望交流側電感不能太?。涣硪环矫?，電感參數(shù)的選擇也影響了實際電流的跟蹤速度。設計交流側電感應考慮以下兩個方面:(1)電感設計不能太小，否則輸入電流的諧波過大。 以a相分析，由式()可得 ()寫成增量形式 ()其中,為斬波開關周期。從每個控制周期內(nèi)電流波動幅值的要求考慮，上式中，當取最大值，取最大2/3時，波動最大，此時滿足:變換上式可得: ()(2)電感不能太大，否則會降低電流的跟蹤速度。在電流過零附近，電流變化率最大，此時，電流的跟蹤速度應該大于電流變化率的最大值，即:變換上式可得:當是，從而可得 從制作電感的成本和整流器的體積方面考慮，我們希望電感的數(shù)值小一些，而且實際上不存在的可能，因此，設計電感時一般只考慮式( )。 直流側電容的設計也至關重要，它的選擇影響著系統(tǒng)的特性及安全性，這是因為直流側電容有以下功能: 1)濾除由器件高頻開關動作造成的直流電壓紋波。 2)負載變化時，在整流器的慣性延時時間內(nèi)將直流電壓的波動維持在限定范圍內(nèi)。 由于中間回路與兩端變流器之間存在著復雜的能量交換過程，目前還沒有簡單實用的方法來選擇合適的支撐電容的大小。輸出電容的選取須綜合考慮。一方面，從濾波效果看，C值越大越好；另一方面，從體積、重量、價格和動態(tài)特性看，C值又不宜過大。因此電容的選取應在保證輸出電壓滿足要求下，盡量取小。文中額定功率為20kW，直流側負載電阻取300，直流側電容選用。交流側電壓220V，開關頻率為，由式() 取為700 V。由式( )可得，取一點余量，取為6mH 。第四章 PWM整流器的硬件設計 ?？刂葡到y(tǒng)以DSP為基礎，其型號為TI公司TMS320F2812，功率開關器件則采用智能功率模塊(Intelligent Power Module，IPM )，型號為三菱公司的PM200CLA120。下面分別詳細說明之。 數(shù)字信號處理器DSP (Digital Signal Processor)作為進行高速數(shù)字信號處理的微處理器，采用改善的哈佛結構，提高了運算速度，除此以外，還采用流水線技術、硬件乘法和乘加指令MAC，獨立的直接存儲器訪問(DMA)總線及其控制器、數(shù)據(jù)地址發(fā)生器(DAG)、定點DSP處理和浮點DSP處理等技術。數(shù)字信號處理器(DSP)適合于完成數(shù)字濾波、FFT、頻譜分析等方面任務，編譯效率較高，指令執(zhí)行速度也較高。作為數(shù)字信號處理系統(tǒng)，DSP有其專門的開發(fā)工具和軟件，這不是一般高性能通用微處理器的系統(tǒng)可以替代的。DSP采用匯編語語言和C語言編程，其信號處理算法相關函數(shù)庫，己成為DSP技術(DigitalSignal Processing)的一部分。除了性價比考慮外，足夠的開發(fā)資料、便宜的開發(fā)裝置、強大的開發(fā)環(huán)境以及周到的售后服務等也是選擇CPU時需要考慮的因數(shù)。TI公司作為全球DSP及模擬器件的領導者，在技術和市場等方面都積累了豐富的經(jīng)驗。所以在本設計控制系統(tǒng)中采用了TI最新推出的32位定點DSP : TMS320F2812。該芯片具有以下特點:(1)頻率為150MHz，單周期3232位MAC功能，內(nèi)核1. 8V、片上外設3. 3V的低功耗設計。(2)片上存儲器:128K16位FLASH, 18K16位SRAM, 4K16位BootROM , 1 K16位OTPROM，最大地址訪問A空間4M。(3)片上外設:7個定時器，16通道16位PWM, 6通道CAP/QEP, 28通道12位ADC, 80ns轉換時間、0～3V量程，2個SCI異步串口，MCBSP同步串口，1通道SPI同步串口，1通道ECAN總線。(4)為F28xx系列DSP量身定制的IDE(CCS)，使C編譯效率達到近90%，程序可完全采用C語言編寫。并提供虛擬浮點數(shù)學函數(shù)庫和獨特的IQ(高精度定點運算)數(shù)學函數(shù)庫。使得設計人員很方便地將浮點算法移植到定點處理器中。本設計采用美國Dallas公司生產(chǎn)的串行時鐘芯片DS1305來實現(xiàn)時間的管理。DS 1305是Dallas公司推出的串行接口帶報警實時時鐘，它有20腳的TSSOP, 16腳的DIP兩種封裝方式，工作電壓范圍從2. 0～5. 5V。電路原理圖如圖4. 2所示。DS1305用二一十進制(BCD)碼表示實時時鐘的秒、分、小時、星期、日、月和年的時間信息，并且自動對小月(少于31天的月份)和閏年的日期進行調(diào)整，兼有帶AM/PM指示12小時和24小時兩種時間指示格式。DS1305支持通過SPI串行數(shù)據(jù)端口或者標準的三線接口進行時間的校正和數(shù)據(jù)的讀取，可進行單字節(jié)的或連讀字節(jié)束發(fā)方式的訪問。SERMODE接地，串口訪問模式設定為標準3線模式:SD1(串口數(shù)據(jù)輸入)與SDO(串口數(shù)據(jù)輸出)連接在一起作為單一的I/O引腳，它與CE、SCLK組成3線模式。SERMODE接VCC，選擇SPI通信模式，具體操作可查閱有關資料。INTO、INTl提供兩個可編程的中斷報警信號，可通過串行總線訪問和設定秒、分、時、星期的報警時間。X1, X2引腳直接連接標準的32. 768kHz晶振，無需外接其它元件。如實時時鐘有誤差，可以在振蕩器兩端并接1uF電容進行調(diào)整。DS1305共有148個用戶RAM，其讀操作地址與寫操作地址空頭分開，當其高位為1時，為寫操作地址空間，0為讀操作地址。除實時時鐘、日歷寄存器和通用寄存器之外，還有作一般數(shù)據(jù)存儲器用的96字節(jié)的NVRAM。操作之前，必須對控制寄存器、狀態(tài)寄存器、涓流充電寄存器進行初始化。以下為控制寄存器(OF讀，8F寫): 76543 21EOSCWP00INTCNAIE1AIE0EOSC:設置為0使振蕩器開始工作，設置為1, DS1305處于低功耗閑置狀態(tài)。WP:寫保護位，上電初始化后，WP位處于三態(tài)，在任何寫操作之前，該位必須清零。INTCN:中斷控制位，控制兩個中斷之間的聯(lián)系，置位后兩個中斷引腳INTO, INT1分別響應各自的中斷(需中斷使能)，清零后，中斷1,2報警時間匹配都只能引發(fā)INTO輸入低電平，INT1無效。ALEO, ALE1置1時中斷0, 1使能。 狀態(tài)寄存器(讀l OH)只有兩位IRQFO, INQFl，置位時分別表示中斷時間匹配。涓流充電寄存器(讀11H，寫91H)控制涓流充電的特性。DS1305標準三線模式的讀寫操作過程，每個字節(jié)需要16個SCLK時鐘。通過CE引腳輸入高電平來啟動所有數(shù)據(jù)傳送，前8個SCLK周期為輸入寫命令，后8個SCLK周期為輸入或輸出的數(shù)據(jù)。輸入時，SCLK的上升沿數(shù)據(jù)有效。輸出時，SCLK的下降沿輸出數(shù)據(jù)有效。F2812上有3類典型電源引腳:（1) CPU內(nèi)核電源引腳()；（2) I/0電源引腳(1. 8V) ；（3)模擬電路電源引腳() ；本設計選擇電源芯片為TI公司的TPS767D318， ，其輸