【正文】 BOOST型功率因數(shù)校正電路及其控制系統(tǒng)設(shè)計，用以改善系統(tǒng)的功率因數(shù)，核心還是在如何提高系統(tǒng)功率因數(shù)。一般來講，凡是使用開關(guān)器件的裝置都會產(chǎn)生諧波，諧波的產(chǎn)生都會引起功率因數(shù)的降低。因此都會產(chǎn)生諧波污染和功率因數(shù)低下等問題。諧波主要有以下主要危害：（1）諧波電流的“二次效應(yīng)”，即諧波電流流過線路阻抗而造成的諧波電壓反過來會使電網(wǎng)電壓波形發(fā)生畸變，引發(fā)電路諧振而造成過電流或過電壓而引發(fā)事故。（3）使電氣設(shè)備（如變壓器、電容器、電機(jī)等）運行不正常，加速絕緣老化，從而縮短它們的使用壽命。 （5）使測量和計量儀器、儀表不能正確指示或計量?？梢娭C波的存在極大地污染了公共電網(wǎng)的用電環(huán)境，必須加以抑制和消除。二是制造不產(chǎn)生諧波的裝置。掌握Boost型功率因數(shù)校正電路的工作原理及其典型控制策略。 第2章 功率因數(shù)校正 功率因數(shù) 功率因數(shù)的定義 功率因數(shù)校正可簡單地定義為有功功率與視在功率之比，即：其中有功功率是一個周期內(nèi)電流和電壓瞬時值乘積的平均值，而視在功率是電流值與電壓值的乘積。如果兩者是正弦波但是不同相，則功率因數(shù)是相位角的余弦。這種情況發(fā)生在負(fù)載由電阻、電容和電感元件組成，而且均為線性（不隨電流和電壓變化）的條件下。輸入電路通常由半波或全波整流器及其后面的儲能電容器組成，該電容器能夠?qū)㈦妷壕S持在接近于輸入正弦波峰值電壓值處，直至下一個峰值到來時對電容再進(jìn)行充電。這一過程通過在短時間內(nèi)將大量電荷注入電容，然后由電容器緩慢地向負(fù)載放電來實現(xiàn)，之后再重復(fù)這一周期。下圖描述了這種情況。應(yīng)用“相位角余弦”?；ǎㄔ诒纠袨?0 Hz）以100%的參考幅度顯示，而高次諧波的幅度則顯示為基波幅度的百分比。如果波形包含無限窄和無限高的脈沖（數(shù)學(xué)上稱為δ函數(shù)），則頻譜會變平坦，這意味著所有諧波的幅度均相同。作為參考，圖23 顯示了功率因數(shù)校正完好的電源輸入。圖23 帶接近完美的PFC的電源輸入特性通過以上分析，功率因數(shù)（PF）定義為有功功率與視在功率的比值，用公式表示為式中：I1表示輸入基波電流有效值；Irms表示輸入電流有效值γ表示輸入電流失真系數(shù)cosφ表示基波電壓與基波電流之間的相移因數(shù)所以功率因數(shù)可以定義為輸入電流失真系數(shù)γ與相移因數(shù)cosφ的乘積。cosφ低，則表示用電電器設(shè)備的無功功率大，設(shè)備利用率低，導(dǎo)線、變壓器繞組損耗大。 如何抑制和消除諧波對公共電網(wǎng)的污染，提高功率因數(shù)已成為國內(nèi)外電源界研究的重要課題。功率因數(shù)校正電路基本上是一個AC/DC變換器。這個輸出電壓隨即與一個參考電壓進(jìn)行比較，所產(chǎn)生的電壓差回饋至PWM控制器。PFC電路也是利用這個方法，但是加入了一個更先進(jìn)的元件，使得來自交流電源的電流是一個正弦波并與交流電壓同相位。由功率因數(shù)定義可以知道要提高功率因數(shù)，有兩個途徑：（1）使輸入電壓、輸入電流同相位，此時=1，PF=。從而實現(xiàn)功率因數(shù)的校正（Power Factor Correction）。有源功率因數(shù)校正又有分立元器件和集成電路構(gòu)成之分，立元器件和集成電路構(gòu)成的功率因數(shù)校正電路又有許多不同的電路形式，而由于采用集成電路構(gòu)成的功率因數(shù)校正電路具有工作可靠、使用性能好等一系列優(yōu)點，所以采用集成電路組成的有源功率因數(shù)校正電路得到了廣泛應(yīng)用。本文主要討論有源功率因數(shù)校正方法。如果控制的合適的話。但電感和電容校正電路具有結(jié)構(gòu)簡單的優(yōu)點，但是另外一方面，他們的補(bǔ)償特性又容易受到電網(wǎng)阻抗、負(fù)載特性的影響，并且會由于和電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振而造成電路元器件的損壞，不容易對諧波和無功功率實現(xiàn)動態(tài)補(bǔ)償。首先，巨大的電感限制了它在許多應(yīng)用中的實用性。增加該開關(guān)會增大因操作者錯誤（比如開關(guān)位置選擇錯誤）而給電器/系統(tǒng)帶來的風(fēng)險。實際應(yīng)用證明：一般不加功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)的單相整流器對電網(wǎng)的諧波電流污染十分嚴(yán)重，由整流二極管和濾波電容組成的整流濾波電路主要存在如下的問題：（1）一般系統(tǒng)啟動時將會產(chǎn)生很大沖擊電流，約為正常工作電流的十幾倍甚至數(shù)十倍。（3）功率因數(shù)都比較低，～。因噪聲大，濾波困難，功率開關(guān)管上電壓應(yīng)力大，控制驅(qū)動電平浮動，很少被采用。須用二個功率開關(guān)管，有一個功率開關(guān)管的驅(qū)動控制信號浮動，電路復(fù)雜，較少采用。輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，適用于150W以下功率的應(yīng)用場合。優(yōu)點是電路中的電感L適用于電流型控制，由于升壓型APFC的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容器C上保持高電壓，所以電容器C體積小、儲能大；在整個交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；當(dāng)輸入電流連續(xù)時，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性。研究比較成熟，應(yīng)用也比較廣泛。升壓轉(zhuǎn)換器由一個根據(jù)電流命令信號Vi 對電感電流（轉(zhuǎn)換器的輸入電流）進(jìn)行整形的平均電流模式脈沖寬度調(diào)制器(PWM)驅(qū)動。用誤差信號去除以輸入電壓幅度的平方似乎并不常見。分母中的電壓平方函數(shù)抵消了VSIN的幅度和PWM控制的傳遞函數(shù)（電感中的電流斜率和輸入電壓成正比）。這就需要增大功率處理元件的設(shè)計余量，以解決最壞情況下的功率耗散。對于一個PFC控制器，Icp由低頻直流環(huán)路誤差放大器產(chǎn)生。它控制波形調(diào)整，而Icp信號控制直流輸出電壓。為保持電流放大器的線性狀態(tài)，其輸入必須相等。電流放大器的輸出是一個基于分路上平均電流的“低頻”誤差信號和Icp信號。乘法器的交流參考信號輸出(Vi)表示了圖3中的PFC轉(zhuǎn)換器的輸入電流波形、相位和比例系數(shù)。為此，一個叫做平均電流模式控制的控制系統(tǒng)將被應(yīng)用在這些控制器中,這種方案如圖4所示。直到最近，僅有一兩種拓?fù)浔粡V泛用于PFC實施。對于較低功率的應(yīng)用，一般使用臨界導(dǎo)電模式(CRM)升壓拓?fù)?。許多新興的解決方案使用了成熟拓?fù)涞淖冃?，一些真正?chuàng)新的技術(shù)也已涌現(xiàn)。集成控制器具有體積小、功能強(qiáng)、系統(tǒng)電路簡單等優(yōu)點，因此得到了廣泛應(yīng)用。這種硬件形式不再附加控制器，甚至不再單設(shè)開關(guān)變換器，而是充分利用某一具體AC/DC變換器的特點，將開關(guān)變換器和集成控制器的功能融合到整個系統(tǒng)中去。目前文獻(xiàn)上研究的兩級PFC技術(shù)一般都是指Boost PFC前置級和后隨的DC/DC功率變換級。因為在Boost電路中輸出電壓比輸入電壓高，所以最低的中間母線電壓也必須大于最高輸入電壓的峰值，這是由電網(wǎng)電壓的范圍決定的。開關(guān)的開通損耗和二極管的反響恢復(fù)損耗在PWM硬開關(guān)工作狀態(tài)下都回相當(dāng)大，因此最大的問題是如何減少或者消除這兩種損耗。除了功率級的軟開關(guān)技術(shù)研究外，另一個人們較為關(guān)注的研究方向是PFC的控制技術(shù)。平均電流控制Boost PFC通過檢測Boost電感電流并與正弦電流基準(zhǔn)信號進(jìn)行比較，所得的誤差信號經(jīng)放大后再與斜坡信號進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM占空比信號去控制主開關(guān)，以實現(xiàn)單位功率因數(shù)和穩(wěn)定輸出電壓。這種技術(shù)的電壓環(huán)帶寬控制在20Hz以下，電流環(huán)則要求足夠快的以滿足不失真和低諧波的要求。研究單級PFC技術(shù)的目的是減少元器件數(shù)量，降低成本，提高效率簡化控制等。另外其控制采用一般的PWM方式，故相當(dāng)簡單。功率因數(shù)的高低、諧波電流的高低與電感L的大小和電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)密切相關(guān)，這就是近年研究單級PFC結(jié)構(gòu)的真正動機(jī)。依據(jù)目前三相PFC技術(shù)的發(fā)展情況，在今后幾年三相PFC技術(shù)的發(fā)展熱點問題將主要集中在幾個方面：新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的提出；新的控制方法；將其他開關(guān)電路組合到三相PFC電路中；研究磁放大式PFC技術(shù)；軟開關(guān)技術(shù)。 第3章 單項功率因數(shù)校正技術(shù)我們這里介紹的功率因數(shù)校正技術(shù)由于使用了有源器件，所以叫做有源功率因數(shù)校正（Active Power Correction）。但是，由于Boost電路的特殊特點。我們這里也以Boost電路為背景，介紹PFC的基本原理和實現(xiàn)方面的問題。它是在不控整流橋之后接Boost（DC/DC）變換器電路構(gòu)成。這個給定信號與電感電流檢測（反饋）信號比較后，差值送給電流調(diào)節(jié)器。輸入電流越接近正弦電壓，電流中的諧波含量就越少，功率因數(shù)也就越接近于1。EMI小。3. 開關(guān)器件驅(qū)動容易（其源級參考點與電源零是一點）。缺點：1. 輸出輸入之間無絕緣隔離。對開關(guān)安全運行造成危險。如果二極管的開關(guān)特性優(yōu)異，開通時間很短，開關(guān)S、二極管D、輸出電容的導(dǎo)線回路很短，基本上沒有雜散電感，則通過二極管和電容就可以很好的實現(xiàn)對開關(guān)電壓的鉗位。其實在其它拓?fù)渲幸泊嬖谝蚍植紖?shù)導(dǎo)致的特殊問題，必須具體問題具體分析。實現(xiàn)功率因數(shù)校正有幾種工作方式可供選擇。這里我們僅介紹CCM模式。各種控制方法的區(qū)別主要體現(xiàn)在控制系統(tǒng)的構(gòu)成上。電壓環(huán)的構(gòu)成與圖31沒有區(qū)別，電流環(huán)的反饋電流取自電感電流，但開關(guān)的控制電平到低取決于電感電流峰值是否達(dá)到電流給定值。由于電感電流連續(xù)且紋波很小的情況下電感電流峰值與平均電流很接近，因此這種方法可以很好地實現(xiàn)PFC。因為開關(guān)的門極電平影響電感電流的高頻調(diào)制，當(dāng)開關(guān)閉合時電感電流上升，當(dāng)電感電流達(dá)到指令電流值時開關(guān)斷開，在下一個周期內(nèi)，開關(guān)將再一次閉合重復(fù)工作。 圖32 電流峰值發(fā)控制的Boost型PFC電路原理圖另外，當(dāng)電感電流以工頻頻率從零逐漸變化到最大值時，開關(guān)的占空比由大逐漸變小，因此有可能產(chǎn)生諧波震蕩（Subharmonic Oscillation）。峰值電流控制發(fā)的主要優(yōu)點是：1 恒頻控制2 電流連續(xù)，開關(guān)電流定額小。平均電流控制法的系統(tǒng)構(gòu)成示于圖33。峰值電流控制法的電流控制器是由比較器實現(xiàn)的，而平均電流控制法的電流調(diào)節(jié)器是有一個積分調(diào)節(jié)其實現(xiàn)的。由于電流調(diào)節(jié)器有較高的通頻帶，可以快速而精確地對電流誤差進(jìn)行校正，故容易實現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。反映在峰值電流控制系統(tǒng)中是需要加入斜坡補(bǔ)償函數(shù)，反映在平均電流控制中則是需要對電流環(huán)加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。平均電流控制法的主要優(yōu)點是：1 恒頻控制2 電流連續(xù)，開關(guān)電流定額小。 圖33 平均電流控制法的Boost型PFC電路原理圖滯環(huán)電流控制的系統(tǒng)構(gòu)成示于圖44。當(dāng)反饋電流與給定電流之差大于設(shè)置的滯環(huán)寬度時比較器翻轉(zhuǎn)，對開關(guān)器件進(jìn)行通斷控制。 圖34 滯環(huán)電流控制法的Boost型PFC電路原理圖滯環(huán)電流控制法的主要優(yōu)點是：1 實現(xiàn)簡單2 電流連續(xù)，開關(guān)電流定額小。它的主要特點是:可以控制ACDC BOOST PWM變換器的輸入端功率因數(shù)接近于1；限制輸電流的THD小于3%；采用平均電流控制方法；恒頻控制；電流放大器的頻帶較寬(5MHz)等。 UC3854A的主要特點UC3854是一款高功率因數(shù)的集成控制電路，其主要特點如下：（1）采用升壓PWM控制，功率因數(shù)接近1。（3）采用定額平均電流模式控制。（5）啟動電流進(jìn)一步降低，僅為300uA。（7）具有電流放大器電壓放大器輸出鉗位功能。（9）欠壓鎖定閥值可選。UC3854主要包含一個電壓放大器、一個模擬乘法器、一個電流放大器、一個恒頻脈寬調(diào)制器（PWM）。現(xiàn)對UC3854內(nèi)部的各個功能模塊介紹如下：欠壓封鎖比較器（UVLC）：電源電壓高于16V時，基準(zhǔn)電壓建立，振蕩器開始震蕩，輸出級輸出PWM脈沖。使能比較器（EC）：使能腳（10腳），輸出級輸出驅(qū)動脈沖，輸出級關(guān)斷。圖35 UC3854A內(nèi)部結(jié)構(gòu)電壓誤差放大器（VEA）：功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后，加到該放大器的反相輸入端，其差值經(jīng)放大后加到乘法器的一個輸入端（A端）。電流誤差放大器（CEA）：乘法器輸出的基準(zhǔn)電流和兩端產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓。加到電流誤差放大器的輸入端，誤差信號經(jīng)放大后，加到PWM比較器，與振蕩器的鋸齒波電壓比較，調(diào)整輸出脈沖的寬度。PWM比較器（PWM COMP）：電流誤差放大器輸出信號與振蕩器的鋸齒波電壓經(jīng)該比較器后，產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號，該信號加到觸發(fā)器。驅(qū)動外接的功率MOSFET。峰值電流限制比較器（LMT）:電流取樣信號加到該比較器的輸入端，輸出電流達(dá)到一定數(shù)值后，該比較器通過觸發(fā)器關(guān)斷輸出脈沖。實際應(yīng)用中，Vcc和REF與該段之間接旁路電容。（2）PKLMT:峰值電流限幅信號輸入端。電流檢測電阻與電流互感器相連，電流互感器采用負(fù)電壓輸出結(jié)構(gòu)。電阻分壓器中位于該端與9腳之間的電阻相當(dāng)于補(bǔ)償電阻，能夠使負(fù)的電流檢測信號的電位升至地電平。該端對線電流進(jìn)行檢測，生成相應(yīng)的PWM信號，實現(xiàn)對電流波形的校正。在控制器被禁止時，電流誤差放大器能保持正常工作狀態(tài)。（4）Isense 電流檢測信號輸入端。電流誤差放大器在其反相輸入端和非反響輸入端上輸入的信號為負(fù)也能正常工作。（5）Mult Out乘法器輸出端。乘法器輸出的是電流信號，與誤差放大器的非反響輸入端同樣，都具有高阻抗特性，因此誤差放大器可以構(gòu)成差動放大器以抑制地噪聲（6）IAC 交流電流信號輸入端。該段通過兩只外接電阻分別與REF和整流輸出電壓相連。（7）VA OUT 電壓誤差放大器輸出端。這意味著，跨接在電壓誤差放大器上的大容量反饋電容，在控制器被瞬間禁止的周期內(nèi)仍將保持充電狀態(tài)。（8）Vrms 線電壓有效值信號輸入端。如果Vrms上的電壓信號與輸入線電壓的有效值成正比，就能實現(xiàn)對線電壓變化的補(bǔ)償。（9）Vref 基準(zhǔn)電壓輸出端。當(dāng)Vcc上的電壓過低或ENA為低電平時，基準(zhǔn)電壓輸出端被禁止。（10）ENA 使能端。外接+5V偏置電壓或22kΩ上拉電阻后，該端失效。（11）Vsense 該端是電壓誤差放大器的反相輸入端，通過電阻分壓網(wǎng)絡(luò)與前置變換器輸出端相連。（12）Rset 振蕩器定時電阻接入端。（13）SS 軟啟動電容接入端。當(dāng)控制器出于禁止?fàn)顟B(tài)，或Vcc上的電壓過低時，SS上的電位將保持在地電位。如果SS上的電壓低于REF上的基準(zhǔn)電壓，SS將作為電壓誤差放大器的基準(zhǔn)輸入。當(dāng)控制器被禁止或發(fā)生掉電故障時，SS將快速放電至地電位，同時終止PWM脈沖。振蕩器頻率由下式?jīng)Q定（15）Vcc 偏置電源接入端。為了吸收對升壓功率MOSFET