【正文】 生的寄生電感的影響。為了防止過沖，該端與升壓功率MOSFET柵極之間應(yīng)串接一只阻值大于5Ω的限流電阻。升壓PWM調(diào)節(jié)器輸出級(jí)由圖騰柱式功率MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)電路構(gòu)成。為了保證柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)能夠驅(qū)動(dòng)升壓功率MOSFET，控制器只有在Vcc上的電壓超過欠壓鎖定下限閥值時(shí)才開始工作。實(shí)際應(yīng)用中，該端接入的偏置電源的電壓應(yīng)高于17V，電流超過20mA，否則控制器將不能正常工作。（14）Ct 振蕩器定時(shí)電容接入端，該端外接振蕩器定時(shí)電容。在軟啟動(dòng)電容作用下，電壓調(diào)節(jié)放大器的基準(zhǔn)電壓逐步上升，PWM占空比也逐漸增大。一旦控制器被激活，同時(shí)Vcc的電壓打到正常水平，則控制器內(nèi)部14μA電流源將對(duì)軟啟動(dòng)電容進(jìn)行充電，SS上的電壓逐步升至8V以上。外接軟啟動(dòng)電容。外接的定時(shí)電阻決定了振蕩器的充電電流以及乘法器的最大輸出電流。同時(shí)外接反饋網(wǎng)絡(luò)。電壓檢測信號(hào)輸入端。注意在實(shí)際應(yīng)用中，不能用使能端代替升壓PWM調(diào)節(jié)器的快速關(guān)斷保護(hù)電路。該端是邏輯電平輸入端，用于控制升壓PWM控制器、基準(zhǔn)電源和振蕩器的工作狀態(tài)，同時(shí)還能夠去除軟啟動(dòng)箝位，使SS上的點(diǎn)位上升。為提高基準(zhǔn)電壓的穩(wěn)定性，需在Vref和Gnd之間外接一電容。能夠提供10mA的驅(qū)動(dòng)電流，并具有短路電流限幅功能。為獲得最佳控制效果，～。升壓PWM調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)與輸入線電壓成正比，當(dāng)輸入窄帶升壓PWM調(diào)節(jié)器的線電壓發(fā)生變化時(shí)，升壓PWM調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)會(huì)立刻改變，并緩慢地回復(fù)到穩(wěn)壓值。當(dāng)電壓誤差放大器的輸出低于1V時(shí)， ，并通過一8KΩ電阻接地。與電流誤差放大器輸出端一樣，在控制器被禁止時(shí)，電壓誤差放大器同樣能保持正常工作。如果與REF相連的電阻阻值是整流電壓輸出端相連電阻阻值的1/4，6V的失調(diào)電壓將被完全抵消，此時(shí)線電流的交越失真最小。該段是乘法器唯一直接與外部相連的輸入端，標(biāo)稱電壓為6V，用于實(shí)現(xiàn)對(duì)瞬時(shí)輸入線電壓的檢測。也是電流誤差放大器的非反響輸入端。但由于著兩個(gè)輸入端采用的是二極管保護(hù)。該端電流誤差放大器的反相輸入端。電流誤差放大器的輸出級(jí)由射極跟隨器構(gòu)成，并通過一8K歐電阻接地。需要的時(shí)候，電流誤差放大器的輸出信號(hào)可以接近地電位，以實(shí)現(xiàn)零占空比。（3）CA OUT 電流誤差放大器輸出端。PKLMT引腳的閥值電壓為0。該端是電流限幅比較器的反相輸入端，通過電阻分壓器與電流檢測電阻相連。另外由于該端還與振蕩器定時(shí)電容相連構(gòu)成放電回路，因此該端與定時(shí)電容之間的引線應(yīng)盡可能短。 引腳說明UC3854A采用16管腳或20管腳封裝，下面以16腳為例進(jìn)行介紹： 圖46 UC3854A 16管腳圖（1）Gnd:信號(hào)地?；鶞?zhǔn)電源（REF）：該基準(zhǔn)電壓受欠壓封鎖比較器和使能比較器控制，當(dāng)這兩個(gè)比較器都輸出高電平時(shí)。觸發(fā)器（FLIPFLOP）：振蕩器和PWM比較器輸出信號(hào)分別加到觸發(fā)器的R、S兩端，控制觸發(fā)器輸出脈沖，該脈沖經(jīng)與門電路和推拉輸出級(jí)后。振蕩器（OSC）：振蕩器的振蕩頻率由14腳和12腳外接電容和電阻決定，只有建立基準(zhǔn)電壓后，振蕩器才開始震蕩。電阻兩端壓降與兩端電壓想減后的電流取樣信號(hào)。乘法器（MUL）：乘法器輸入信號(hào)除了誤差電壓外，還有與已整流交流電壓成正比的電流 (B端)和前饋電壓。以上兩比較器的輸出都接到與門輸入端，只有兩個(gè)比較器都輸出高電平時(shí)，基準(zhǔn)電壓才能建立，器件才輸出脈沖。當(dāng)電源電壓低于1V時(shí)，基準(zhǔn)電壓中斷，振蕩器停振，輸出級(jí)被鎖死。另外，UC3854還包含一個(gè)功率兼容的柵極驅(qū)動(dòng)器、電網(wǎng)預(yù)置器、負(fù)載變化比較器、低電源檢測器和過流比較器。 UC3854A的內(nèi)部結(jié)構(gòu)UC3854芯片集成電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖35所示，它為電源提供有源功率因數(shù)校正，還按正弦的電網(wǎng)電壓來鉗制非正弦的電流變化，能最佳的利用供電電流使電網(wǎng)電流失真最小。（8）內(nèi)置使能比較器，速度精度都進(jìn)一步提高。（6）乘法器/除法器性能進(jìn)一步提高。 （4）內(nèi)置高頻寬帶放大器，失調(diào)電流小。（2）寬限輸入，線電壓前饋調(diào)整，線電流畸變小于3%。UC3854A包括:電壓放大器VA、模擬乘法除法器M、電流放大器CA、固定頻率脈寬調(diào)制器PWM、功率MOS管的門極驅(qū)動(dòng)器、以及軟啟動(dòng)、輸入電壓前饋、輸入電壓鉗位、過電流比較器等。電流有效值小，EMI小3 輸入電流失真小滯環(huán)電流控制法的主要不足是：1 非恒頻控制，對(duì)噪聲較敏感 UC3854A簡介UC3854A是一種高功率因數(shù)校正器(或稱預(yù)調(diào)器)集成控制電路芯片。由此不難看出其控制效果是使電感電流在給定的平均電流指令上下一定的誤差帶內(nèi)。這種控制方式與上述兩種控制系統(tǒng)的區(qū)別在于實(shí)現(xiàn)電流和開關(guān)控制的電路由一個(gè)比例放大器和一個(gè)滯環(huán)比較器實(shí)現(xiàn)。電流有效值小，EMI小3 能抑制開關(guān)噪聲4 輸入電流失真小平均電流控制法的主要不足是：1 控制電路復(fù)雜2 需要電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可用于電流平均控制的IC有：UC385TK8385ML4821等。相比之下補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的加入相對(duì)容易些。實(shí)際上，要想使輸入電流在工頻半周期內(nèi)的上升段和下降段都很好地跟蹤直流電壓是有一定困難地，這是由于在恒頻工作條件下兩個(gè)階段中導(dǎo)致電感電流的變化的外部條件是不同的。由積分的平均作用實(shí)現(xiàn)了對(duì)開關(guān)占空比的調(diào)節(jié)，使電流實(shí)現(xiàn)了平均值控制。它與峰值電流控制法的區(qū)別在于電流調(diào)節(jié)器。電流有效值小，EMI小3 控制易于實(shí)現(xiàn)4 可實(shí)現(xiàn)快速電流保護(hù)，由于開關(guān)電流的峰值就是電感電流的峰值，故可以用開關(guān)電流檢測值實(shí)現(xiàn)控制峰值電流控制法的主要不足是：1 電感電流峰值與高頻狀態(tài)空間平均值之間的誤差在一定條件下相當(dāng)大，以至于無法滿足低諧波含量的要求2 另外峰值電流控制法對(duì)噪聲相當(dāng)敏感，這會(huì)對(duì)控制效果造成影響可以實(shí)現(xiàn)峰值電流控制的IC有ML481ML481TK8481TK84819等。為了防止震蕩，必須在比較器的輸入端正加一個(gè)斜率補(bǔ)償器（Slope pensation）。因此如果電感值不夠大，電感電流將很快衰減，造成較大的電流諧波使電流波形的質(zhì)量下降。但是，需要注意的是，這個(gè)前提條件實(shí)際是要求輸入電感必須足夠大。這樣在控制上就保證了電感電流的峰值不超過給定的電流指令。 電流峰值控制法的系統(tǒng)構(gòu)成示于圖32。CCM模式下工作的Boost型PFC仍有三種方式：電流峰值控制發(fā)、平均電流控制 發(fā)和滯環(huán)電流控制法。從電感電流是否連續(xù)可分為CCM(Coutinuum Current Mode)模式和DCM（Disconnected Current Mode）模式兩類。 Boost型有源功率因數(shù)校正的控制方法 對(duì)于圖31的拓?fù)?。反之，高頻工作時(shí)就可能出現(xiàn)高頻振蕩導(dǎo)致的瞬態(tài)過電壓。咋一看優(yōu)點(diǎn)中的第四點(diǎn)和缺點(diǎn)中的第二點(diǎn)的提法互相矛盾，其實(shí)這是一個(gè)問題的兩個(gè)方面。2. 若開關(guān)二極管輸出電容之間存在雜散電感（導(dǎo)線的分布參數(shù)），則高頻工作時(shí)容易產(chǎn)生震蕩過壓。4. 器件承受的電壓不高于輸出電壓。2. 有輸入電感，抗瞬態(tài)沖擊性強(qiáng)。 Boost型PFC的特點(diǎn)優(yōu)點(diǎn)：1. 輸入電流連續(xù)。電流調(diào)節(jié)器的輸出經(jīng)過調(diào)制裝換成與電流調(diào)節(jié)器輸出信號(hào)成正比的占空比電平，控制開關(guān)工作達(dá)到使電感電流跟蹤整流電壓，從而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的目的。圖31 Boost型PFC電路原理圖PFC的工作原理如下：主電路的輸出電壓和基準(zhǔn)電壓比較后，送給電壓誤差放大器，然后以整流電壓的檢測值作為調(diào)制信號(hào)，與電壓誤差放大器的輸出電壓信號(hào)共同加到乘法器進(jìn)行調(diào)制，其輸出值作為控制電感電流的給定信號(hào)。Boost型有源功率因數(shù)校正電路的構(gòu)成示于圖31。是他用于PFC較其它電路更為廣泛。一般地講，所有的變流器拓?fù)?，如Buck、Boost、Flybick、Cuck等都可以用作PFC的主電路。有源功率因數(shù)校正技術(shù)蓬勃發(fā)展，平均電流型有源功率因數(shù)校正技術(shù)適用于大功率，成為工業(yè)設(shè)計(jì)中首選方式。單級(jí)PFC技術(shù)的研究仍呈上升的趨勢，原因是其性能尚未打到最優(yōu)，許多問題有待進(jìn)一步解決。為了保證高輸入功率因數(shù)，輸入電感的電流應(yīng)當(dāng)為電流不連續(xù)模式，在這里控制器的作用是保證快速、穩(wěn)定輸出。與傳統(tǒng)的兩級(jí)電路相比，省掉了一個(gè)MOSFET,但增加了一個(gè)二極管。優(yōu)點(diǎn)是定頻控制，功率因數(shù)較高；缺點(diǎn)是要檢測電感電流，控制器外圍參數(shù)設(shè)置和選擇較為復(fù)雜。其中正弦電流基準(zhǔn)信號(hào)由乘法器輸出獲得。目前最為常用的控制技術(shù)有三種，即平均電流控制Boost PFC、CCM/DCM邊界控制Boost PFC以及電流箝位控制Boost PFC,下面研究平均電流控制Boost PFC。相應(yīng)地就有許多軟開關(guān)Boost變換器理論的研究，現(xiàn)在較具代表性的有兩種技術(shù)，其中一種是有源吸收技術(shù)，另一種是無源吸收技術(shù)。在我國如果僅考慮單相輸入且最高電壓為270V，則該母線電壓就須設(shè)置為385V～400V。對(duì)Boost PFC前置級(jí)而言，研究的熱點(diǎn)主要有兩個(gè)，一是功率級(jí)的進(jìn)一步完善，二是PFC控制的簡化。這種硬件形式是AC/DC技術(shù)發(fā)展的新方向。二是將控制電路的功能融合到整個(gè)AC/DC變換器系統(tǒng)中的電路形式。 圖25. 平均電流模式控制電路圖 APFC控制電路硬件的發(fā)展趨勢APFC控制電路的硬件形式正向兩個(gè)方向發(fā)展，一是用于APFC的集成控制電路的研發(fā)，國外有多家公司生產(chǎn)用于APFC的專用集成控制器。因?yàn)閮?nèi)置PFC的電路應(yīng)用范圍已經(jīng)拓展，所有對(duì)于更多樣化的PFC解決方案的需求也正在不斷增長。對(duì)于較高功率的電路而言，通常選擇的拓?fù)錇樵谶B續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)下工作的升壓轉(zhuǎn)換器，并帶有平均電流模式控制(ACMC)。由上述分析可以得出，對(duì)于不同的最終應(yīng)用要求和主要的推動(dòng)因素，PFC電路的選擇會(huì)有所不同。PWM控制器模塊的任務(wù)是使平均輸入電流與參考匹配。和電壓模式控制電路的情形一樣，此信號(hào)被拿來同振蕩器的鋸齒波信號(hào)進(jìn)行比較，PWM比較器將根據(jù)這兩個(gè)輸入信號(hào)生成一個(gè)占空比。因此，在Rshunt上的電壓降必須等于Rcp上的電壓，因?yàn)樵陔娏鞣糯笃魍喽说妮斎腚娮枭蠜]有直流電流。電流Icp在Rcp上產(chǎn)生了一個(gè)電壓。電流放大器是電流信號(hào)的積分器和誤差放大器。圖24 經(jīng)典PFC 電路的框圖平均電流模式控制采用一個(gè)根據(jù)控制信號(hào)Icp來穩(wěn)定平均電流（輸入或輸出）的控制電路。這個(gè)方案的缺點(diǎn)在于乘法器乘積的可變性。其目的是使環(huán)路增益（以及瞬態(tài)響應(yīng)）獨(dú)立于輸入電壓。此信號(hào)Vi 是輸入電壓Vin 進(jìn)行幅度變換后的復(fù)制品，由電壓誤差信號(hào)除以輸入電壓的平方得到（經(jīng)過Cf 濾波，使得它成為和輸入幅度成正比的變換系數(shù)）。圖23顯示了連續(xù)模式PFC 的典型方法。另外，按按輸入電流的控制原理分類，還有以下幾類：（1） 平均電流型（2） 滯后電流型（3） 峰值電流型（4） 電壓控制型幾種方法各有優(yōu)缺點(diǎn)，很多資料和參考書籍上也有相關(guān)介紹。（4）升壓式(Boost)簡單電流型控制，PF值高，總諧波畸變因數(shù)(THD)小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。（3）反激式。（2）升／降壓式。有源功率因數(shù)校正電路按拓?fù)浞诸愑幸韵聨状箢悾?）降壓式。（2）系統(tǒng)正常工作時(shí)，由于整流二極管的導(dǎo)通角很?。ㄒ话阒挥凶笥遥?，會(huì)形成一個(gè)幅度很高的窄脈沖，電流波峰因數(shù)高，電流總諧波畸變率通常超過100%，同時(shí)還會(huì)引起電網(wǎng)電壓波形的畸變。最后，未穩(wěn)壓的電壓會(huì)提高PFC段后直流直流轉(zhuǎn)換器的成本，并降低其效率。其次，如上所述，為了能在全球范圍內(nèi)使用，需要一個(gè)線路電壓范圍開關(guān)。盡管它的特點(diǎn)是簡單，無源PFC電路仍有一些缺點(diǎn)。但由于工作在市電工作頻率，電感和電容元件的體積都比較大，因而由它們組成的無源功率因數(shù)校正電路的體積也就可能比較大。無源功率因數(shù)采用的無源元件多為由電感和電容組成的低通、帶通濾波器，工作在交流輸入市電的工作頻率（5060Hz），將輸入電流波形進(jìn)行相移和整形。雖然有源功率因數(shù)校正電路效果也比較好，但是電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，成本較高，無源功率因數(shù)校正電路基本采用分立元器件組成，電路結(jié)構(gòu)較有源簡單許多，成本也比較低，只要對(duì)諧波電流控制適當(dāng)，也可以是功率因數(shù)保持較高狀態(tài)，可以滿足較好校正要求。正如前面多分析的常用的功率因數(shù)校正方法主要有有源功率因數(shù)校正(APFC)和無源功率因數(shù)校正（PPFC）兩大類。（2）是輸入電流正弦化，即（諧波為零），即可以使PF==1。此時(shí)誤差電壓信號(hào)的調(diào)變是由整流后的交流電壓和輸出電壓的變化來控制的，最后誤差電壓信號(hào)回饋至PWM控制器，也就是說，當(dāng)交流電壓較高時(shí)，PFC電路就從交流電源吸取較多的功率；反之，若交流電壓較低，則吸取較少的功率，如此可以抑制交流電流諧波產(chǎn)生。這個(gè)誤差電壓信號(hào)用來改變脈沖波寬度的大小，如果輸出電壓過高，脈沖波寬度會(huì)減小，進(jìn)而使輸出電壓降低，以使輸出電壓恢復(fù)至正常輸出值。一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的變換器利用脈沖波寬度調(diào)制（PWM）技術(shù)來調(diào)整輸入功率大小，以供應(yīng)適當(dāng)?shù)呢?fù)載所需功率脈沖波寬度調(diào)變器控制切換開關(guān)（通常是Power MOSFET）將直流輸入電壓變成一串電壓脈沖波，隨后利用變壓器和快速二極管將其轉(zhuǎn)成平滑的直流電壓輸出。PFC技術(shù)應(yīng)用到新型開關(guān)電源中，已成為新一代開關(guān)電源的主要標(biāo)志之一。同時(shí)，γ值低，則表示輸入電流諧波分量大，將造成輸入電流波形畸變，對(duì)電網(wǎng)造成污染，嚴(yán)重時(shí)，對(duì)三相四線制供電，還會(huì)造成中線電位偏移，致使用電電器設(shè)備損壞。 可見功率因數(shù)（PF）由電流失真系數(shù)γ和基波電壓、基波電流相移因數(shù)cosφ決定。它的電流波形和電壓波形的形狀和相位都極為相似。順便說一下。注意到幾乎沒有偶次諧波，這是波形對(duì)稱的結(jié)果。圖22 電流波形的諧波成分圖22 顯示了電流波形的諧波內(nèi)容。圖21. 不帶PFC的典型開關(guān)模式電源的輸入特性請(qǐng)注意，盡管電流波形有嚴(yán)重失真，電流和電壓仍可以完全同相。電流脈沖為周期的10%到20%是十分常見的，這意味著脈沖電流應(yīng)為平均電流的5到10倍。在這種情況下，只在輸入波形的各峰值處從輸入端吸收電流，而且電流脈沖必須包含足夠的能量，以便在下一個(gè)峰值到來之前能維持負(fù)載電壓。因?yàn)檩斎腚娐返脑颍_關(guān)模式電源對(duì)于電網(wǎng)電源表現(xiàn)為非線性阻抗。在電工基礎(chǔ)課程中，功率因數(shù)往往就是如此定義，但是它僅適用于特定情況，即電流和電壓都是純正弦波。如果電流和電壓是正弦波而且同