【正文】 柵極電容充電時引發(fā)的電流尖峰，該端外接旁路電容。（16）GT Drv 柵極驅(qū)動信號輸出端。該端在控制器內(nèi)部被箝位于15V,即使Vcc超過35V，控制器仍能正常工作。但是需要注意的是，在驅(qū)動容性負載時，適當?shù)倪^沖也是必要的。對于5MULT OUT(乘法器輸出端)和2PKLMT(峰值限制端)，分別需要一肖特基二極管來進行鉗位，以便于在出現(xiàn)非正常的過電流和功率上升時產(chǎn)生浪涌電流的時候，對芯片進行保護。第4章 仿真Boost型功率因數(shù)校正電路上張我們詳細分析了各種類型的Boost型功率因數(shù)校正電路，下面我們就對平均電流型Boost型功率因數(shù)校正電路電路分別加以仿真和分析。1Hz（4）輸出直流電壓Uo：400V（5）開關(guān)頻率fs：50KHz（6）效率η：95% 額定參數(shù)參數(shù)額定值單位偏置電壓Vcc22V柵極驅(qū)動電流，連續(xù)A柵極驅(qū)動電流，AVsense、Vrms輸入電壓11VIsense、Mult Out輸入電壓11VPKLMT輸入電壓5VRset、IAC、PKLMT、ENA輸入電流10mA功耗1W存儲溫度65～150℃焊接溫度300℃ 主要電氣參數(shù)部分名稱電氣參數(shù)最小值典型值最大值單位電壓放大器部分輸出電壓高電平（ILoad=500μA）6V輸出電壓低電平（ILoad=500μA）V輸出短路電流mA基準電源部分輸出電壓Iref=0V負載調(diào)整率0820mV線電壓調(diào)整率01425mV乘法器部分IAC限幅220200170μA零輸出22功率限制230200170振蕩器頻率范圍85100115Khz斜坡峰值V斜坡谷底電壓柵極驅(qū)動輸出電壓高電平12V輸出電壓低電平Iout=200mA1欠壓鎖定輸出電壓上升下降時間35ns輸出峰值電流A電流限幅失調(diào)電壓1515mVPKLMT至GT Grv延遲時間150ns使能部分使能閥值A滯回電壓500600mV至Disable的延遲時間300ns軟啟動部分充電電流101424mA其他關(guān)斷狀態(tài)下的偏置電流250400uA工作狀態(tài)下的偏置電流1218mAVcc開通閥值16VVcc關(guān)斷閥值910Vcc鉗位182022 升壓電感的計算電感器由繞組和磁芯組成，起著能量的傳遞、儲存和濾波的作用，決定了輸入電流中高頻紋波的大小。電感值的計算如下電感電流的最大峰值出現(xiàn)在交流輸入電壓最低且滿載時： （41）允許電感電流有20%的波動，則 （42）電感電流出現(xiàn)最大峰值時的占空比為 （43）升壓電感值為 （44） 輸出電容的計算選擇輸出電容時要考慮開關(guān)頻率紋波電流、二次諧波電流、直流輸出電壓、輸出電壓紋波、維持時間。按輸出電壓的維持時間要求計算如下： （45） 功率元件（1）功率開關(guān)管開關(guān)管導通時流過的電流為電感電流，電感最大峰值電流為 （46）考慮到輸出二極管的反向恢復電流，則通過功率開關(guān)管的峰值電流 （47）開關(guān)管承受的最大直流電壓Uds考慮到安全裕量，選用的開關(guān)管電流電壓定額為16A/600V（2）輸出二極管由于開關(guān)頻率較高，所以輸出二極管要采用快恢復二極管或超快恢復二極管它們的特點是開關(guān)特性好、反向恢復快，耐壓高、正向電流大、體積小、安裝簡便。輸出電流Io=Po/Uo=，選取定額8A/1200V的快恢復二極管。取Cs為1nf，Cr為22nf。VDVDVD3可按升壓電感最大峰值電流來選擇，由上文知升壓電感最大峰值電流為Ipk(max)=?？紤]安全裕量VDVDVD3選擇為16A/600V。所以從實用性角度考慮，本設計采用平均電流型控制方法。uC3854是一種專門用于功率因數(shù)校正的控制器。電流放大器的頻帶較寬等。另外，還包含柵極驅(qū)動器、低電源檢測器、過流比較器?？刂齐娐啡缦聢D，核心是電流調(diào)節(jié)器，由線性乘法器、電流誤差放大器和PWM比較器組成。整個系統(tǒng)采用的是電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)的雙閉環(huán)控制方案。由于電流環(huán)是無差的，因此，RMO和RS的電壓差等于零，迫使主回路電流跟蹤輸入整流電壓的波形呈正弦波。 控制電路的設計1 電流檢測電路用采樣電阻檢測電流比用電流互感器成本低，但損耗較大，因此一般選電流采樣電阻RS上的電壓URS=，以減小損耗。該功能是由RPK1和RPK2組成的分壓器和峰值電流限制比較器來完成的。UC3854通過將乘法器增益調(diào)整為輸入電壓有效值的函數(shù)，從而取消了增益對URMS的平方依賴關(guān)系。圖42前饋分壓電路可見，由RFFRFFRFFCFFCFF2 組成一個二階RC低通濾波器，其傳遞函數(shù)為 （4—13）,①前饋分壓電阻的確定前饋電壓VFF與輸入電壓的平均值成正比，前饋電壓須滿足兩個直流條件:在高輸入電網(wǎng)線電壓下，因為在該電壓值時前饋電壓輸入被箝制，因此失去前饋功能。三個電阻阻抗之和約為IMΩ。 （4—21）④偏置電阻RB1:RB1與RVAC組成分壓器，補償零點失真。 （4—23） （4—24）2 振蕩器的設置振蕩頻率由定時電容和充電電流決定，而RSET:設定充電電流ISET。為防止驅(qū)動時產(chǎn)生高頻振蕩，在開關(guān)管的柵極串入電阻R1，一般取10Ω。4 反饋補償網(wǎng)絡的初步設計（1）.電流環(huán)補償網(wǎng)絡為了使平均電流控制型電路穩(wěn)定工作，必須使PWM比較器的兩個輸入信號的斜率滿足如下標準:被放大的電感電流的下降斜率不能超過鋸齒波的上升率，否則PWM比較器不能正常工作。這個斜率乘以電流誤差放大器在開關(guān)頻率時的增，益，等于振蕩器輸出斜坡電壓的斜率。這就要設置電壓誤差放大器在二次諧波頻率點上的增益值，公式如下: （4—34）③反饋電容CVF:電壓誤差放大器在二次諧波頻率的增益為 （4—35）④設置直流輸出電壓:輸出電壓經(jīng)RVI、RVD分壓后與基準電壓VREF比較。開環(huán)仿真波形分析：由開環(huán)輸入電壓電流波形可以看出，電流發(fā)生了嚴重畸變，這將導致功率因數(shù)非常低。由于采用軟開關(guān)技術(shù)降低了開關(guān)損耗，所以開關(guān)電源可以在低損耗情況下實現(xiàn)高頻運行。推導其傳遞函數(shù),如下所示: ， (注:“”為并聯(lián)運算符,其含義為“上乘下加”,下同)。圖44　電流控制環(huán)路模型推導其傳遞函數(shù),如下列所示:其中,電流誤差放大器中Rci,Rcz, Ccz,Ccp,可以為整個電流開環(huán)引入了兩個極點和一個零點。Wp=Ccz+CcpRczCczCcp ,Wz=RczCcz綜合以上三部分的分析,我們可以按如下方式建立該控制器的模型:將輸出電壓乘上一個負增益與參考電壓相加之后進入了電壓放大器,其行為可看作是兩信號相減。在此注意主要的電流命令其形式已經(jīng)先乘上一個負增益,再與電感電流感測電壓相加并乘上一個負增益,在這個流程里,最后一個負增益將之前主要的電流信號還原。這樣就構(gòu)建以運算放大器為核心的功率因數(shù)控制器的模型。為了使APFC電路具有較好的穩(wěn)定性和動態(tài)性能,電壓、電流環(huán)路中極點的配置,也即電阻電容值的選用,是參照上節(jié)控制回路傳函得出。圖45 BoostAPFC在PSpice中仿真模型圖；輸出電壓增益（E4的增益）（輸出電壓為直流400V，,）。輸入整流電壓、電感電流、輸出電壓如下圖：驅(qū)動信號、電感電流局部放大圖 仿真結(jié)果分析通過PSPICE的仿真結(jié)果分析，可以看出，即使在不同的輸出功率下，在電路未加功率因數(shù)校正電路時，交流輸入側(cè)電流波形只在電壓峰值處有電流，并且當負載為阻感負載時，電流的波形滯后電壓的波形，故功率因數(shù)低，電流諧波大，對電網(wǎng)的污染比較嚴重，同時對電能的利用率比較低。這樣功率因數(shù)校正不但使得功率因數(shù)得到了很大提高，同時也降低了電流諧波，減少了因使用電力電子裝置對電網(wǎng)造成的污染。最后證明了PFC的優(yōu)越性。第二章主要介紹了功率因數(shù)校正電路的具體分類以及一般功率因數(shù)校正的形式，然后介紹了一般功率因數(shù)校正電路存在的問題。由第三章的具體計算和分析各種類型的有源率因數(shù)校正電路，我們得出了平均電流型Boost功率因數(shù)校正電路比其他類型的功率因數(shù)校正電路優(yōu)秀。功率因數(shù)的校正是一個值得我們深入研究的領(lǐng)域，通過這篇文章研究發(fā)現(xiàn)，有源功率因數(shù)的校正還是很有研究價值的，雖然有源功率因數(shù)校正電路相對于無源功率因數(shù)校正技術(shù)電路結(jié)構(gòu)復雜很多，但是，通過深入的研究電路元件參數(shù)和電路主體的關(guān)系，我們能夠得到非常理想的功率因數(shù)校正目標是有源功率因數(shù)校正中的平均電流型Boost功率因數(shù)校正電路。從認識問題，考慮問題，理解問題以及到最后解決問題，鄭老師嚴謹扎實的求學精神教給我一個新的學習的方法，也給了我一個新的導向，更讓我深入理解了大學所學的專業(yè)基礎知識，讓我深受啟迪。感謝我的同學王雷、徐陽、張穎超、孫乃迪、郝清芬等，謝謝他們在畢業(yè)設計中給我提出的寶貴意見和建議，臨近畢業(yè)我非常懷念我們同甘共苦走過四年的大學生歲月。感謝所有評閱論文的老師和答辯委員會的老師的熱情周到的指導！附錄 4 附錄1燕 山 大 學本科畢業(yè)設計（論文）開題報告課題名稱：Boost型功率因數(shù)校正電路及其控制電路設計 學院（系）：電氣工程學院 年級專業(yè)：06級應電4班 學生姓名：王志彬 指導教師：漆漢宏 完成日期：2010324 一、 綜述本課題國內(nèi)外研究動態(tài)，說明選題的依據(jù)和意義近年來，人們對電源諧波污染日益關(guān)注，要求低諧波含量、高功率因數(shù)電源系統(tǒng)的呼聲越來越高，不少國際標準都對電器設備和其他非線性負載向電網(wǎng)注入電流諧波的含量作了嚴格的限制。隨著對用電設備性能指標要求的不斷提高，這一技術(shù)得到了廣泛的實際應用。電力電子裝置的大量使用給電網(wǎng)帶來諧波和無功，造成電網(wǎng)的“污染”，這一問題已引起人們的極大重視。電力電子裝置中，解決這種污染的主要途徑之一是使用有源功率因數(shù)校正技術(shù)，開關(guān)功率變換器的功率因數(shù)校正及控制就是該領(lǐng)域的一個重要課題。近年來隨著電子信息產(chǎn)業(yè)的高速發(fā)展，人們對開關(guān)電源的需求與日俱增，開關(guān)電源PFC集成控制器已成為提高開關(guān)電源效率、減少電源污染的核心技術(shù)，開關(guān)電源的開發(fā)、研制和生產(chǎn)已成為發(fā)展前景十分誘人的朝陽產(chǎn)業(yè)。二、研究的基本內(nèi)容，擬解決的主要問題 電力電子裝置中,開關(guān)電源以其效率高，功率密度高而在電源領(lǐng)域中占主導地位。傳統(tǒng)的開關(guān)電源存在一個致命弱點，即功率因數(shù)較低，～，而且其無功分量基本上為高次諧波，其中三次諧波的幅度約為基波幅度的95%，五次諧波的幅度約為基波幅度的70%，九次諧波的幅度約為基波幅度的25%。這些都迫切需要采取有效措施來減少諧波并提高功率因數(shù)。三、研究步驟、方法及措施 抑制開關(guān)電源產(chǎn)生諧波地方法主要有兩種：一是被動法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或濾除諧波；二是主動法，即設計新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低以及功率因數(shù)高等特點，即具有功率因數(shù)校正功能。四、研究工作進度 第1 ～ 4周 查閱資料，閱讀文獻 第5 ～ 8周 確定方案，設計電路第 9～12 周 系統(tǒng)參數(shù)設計 第13～16 周 進行仿真，驗證可行性第17～18周 撰寫論文，準備答辯五、主要參考文獻1 鄭穎楠. 2 王兆安, （第四版）.機械工業(yè)出版社，20043 侯云海,薛鵬,王輝,盧秀和. 新式電感型非線性阻抗變換整流電路. 通信電源技術(shù), 2004年6月25日第21卷第3期4 魏艷君. 電力電子電路仿真, 燕山大學 5 劉跟平、湯永德、王國君、侯云海. 基于電感非線性阻抗變換的一種（自然科學版）, 2008年7月第28期增刊 6 路秋生. ，7 盧秀和、白羽、候云海、韓順杰. 非線性阻抗變換式斬波電路. 通信電源技術(shù)， 2003年12月第6期8 侯云海，盧秀和，林潔瓊. 一種新型高效斬波電路. 長春理工大學學報, 2003年12月第26卷第4期9 William shepherd,li zhang .powerconverter ，10 張占松，蔡宣三. 開關(guān)電源的原理與設計[M] .北京電子工業(yè)出社,1999.11 Zheren Lai，Keyue ．A New Extension of OneCycle Control and Its Application toSwitching Power Amplifiers