【正文】 在實(shí)際應(yīng)用中可分別用cos 和 sin 代替，這樣便構(gòu)成了合成的正交頻分復(fù)用信號(hào)。由于 OFDM 是多載波方案，可用圖 ，只要滿(mǎn)足各載波相互正交即可。 圖 是 OFDM 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，主要采用了離散傅里葉變換算法。其中，上半部分是 OFDM 的發(fā)送端，下半部分是 OFDM的接收端，中間的信道是典型的瑞利衰落信道，信道中的噪聲是 AWGN。串 /并轉(zhuǎn)換主要是將串行傳輸?shù)母咚贁?shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成并行傳輸?shù)亩嗦返退僮訑?shù)據(jù)流，從而延長(zhǎng)符號(hào)周期，將快衰落 信道轉(zhuǎn)換成平坦衰落信道，減小符號(hào)間干擾。 DFT/IDFT 可用 FFT/IFFT 代替，降低算法復(fù)雜度，提高計(jì)算效率，且可在同一硬件電路中實(shí)現(xiàn)。用循環(huán)前綴來(lái)填充保護(hù)間隔，只要保護(hù)間隔長(zhǎng)度大于信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，信道便仍然正交，這樣便可進(jìn)一步降低 ISI 和 ICI 的影響。載波調(diào)制是為了使信號(hào)6 適合信道傳輸。在接收端，采取相反的措施，理論上便可完全恢復(fù)出原始信號(hào)。 圖 基于 IFFT/FFT 實(shí)現(xiàn)的 OFDM 系統(tǒng)框圖 OFDM 的優(yōu)缺點(diǎn) 任何一項(xiàng)技術(shù)都不是完美無(wú)瑕的，正交頻分復(fù)用技術(shù)也是如此，存在著如下優(yōu)缺 點(diǎn) 。 OFDM 技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)主要有： (1)由于 DSP 技術(shù)的飛速發(fā)展， OFDM 系統(tǒng)中各子信道的正交調(diào)制和解調(diào)可通過(guò)快速傅里葉變換 (FFT)和逆變換 (IFFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)，從而大大降低了算法復(fù)雜度，且信息的實(shí)時(shí)處理更快更可靠。 (2)現(xiàn)代數(shù)據(jù)通信業(yè)務(wù)一般存在非對(duì)稱(chēng)性， OFDM 系統(tǒng)可通過(guò)調(diào)制不同的子載波來(lái)獲得相應(yīng)的信息傳輸速率，從而滿(mǎn)足現(xiàn)代通信的需求。 (3)通過(guò)編碼技術(shù)可以解決系統(tǒng)的隨機(jī)錯(cuò)誤，交織技術(shù)可解決突發(fā)錯(cuò)誤，OFDM 系統(tǒng)通過(guò)編碼與交織，能很好地提高系統(tǒng)的誤碼性能。 (4)由于 OFDM 各子載波相互正交，在極端 情況下允許各調(diào)制信號(hào)的頻譜有 12重疊，因此與第一代移動(dòng)通信中的 FDM 系統(tǒng)相比， OFDM 系統(tǒng)頻譜利用7 率高，可節(jié)省帶寬。 OFDM 技術(shù)的缺點(diǎn)主要有： (1)存在一定概率的 PAPR。高峰均比信號(hào)通過(guò)功率放大器時(shí)，為防止信號(hào)畸變，功放必須具有較大的線性范圍，這將降低功率放大器的工作效率。 (2)對(duì)頻率偏移敏感。 OFDM 系統(tǒng)要求各信道之間嚴(yán)格正交，系統(tǒng)的定時(shí)同步精度非常高，對(duì)于快衰落環(huán)境引起的頻偏，高精度定時(shí)同步算法發(fā)雜，且較難實(shí)現(xiàn)。 OFDM 系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù) OFDM 之所以是優(yōu)秀的多載波調(diào)制方案，其原因不只是以上諸多優(yōu)點(diǎn)，還與如下關(guān)鍵技術(shù)有關(guān) 。 時(shí)域與頻域同步技術(shù) 前文提到， OFDM 系統(tǒng)對(duì)定時(shí)同步有很高的精度要求，且易受頻偏影響。頻分多址，時(shí)分多址，碼分多址等在配合正交頻分復(fù)用技術(shù)使用時(shí)，更應(yīng)注意對(duì)定時(shí)同步與頻偏的控制。在通信過(guò)程中，同步一般分為捕獲和跟蹤兩個(gè)階段。在下行鏈路中，基站通過(guò)廣播控制信道 (BCCH)向各移動(dòng)臺(tái)發(fā)送同步信號(hào)；在上行鏈路中，為保證各信道的正交性，到達(dá)基站的各移動(dòng)臺(tái)信號(hào)也必須保持同步。 信道估計(jì) 在正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中，信道估計(jì)器的 設(shè)計(jì)主要考慮以下兩方面的因素：一是算法簡(jiǎn)單、硬件實(shí)現(xiàn)容易且估計(jì)性能優(yōu)良的估計(jì)器的設(shè)計(jì)；二是導(dǎo)頻圖案的選擇，無(wú)線信道一般是多徑衰落信道，為提高通信可靠性，需要不8 斷地發(fā)送導(dǎo)頻信息來(lái)跟蹤無(wú)線信道。在具體設(shè)計(jì)時(shí)，必須同時(shí)考慮以上兩個(gè)問(wèn)題，因?yàn)楣烙?jì)器性能優(yōu)良與否與導(dǎo)頻圖案的排列方式息息相關(guān)。 信道編碼與交織 信道編碼與交織技術(shù)能夠有效降低數(shù)字通信系統(tǒng)的誤碼率，提高通信的抗干擾能力。信道編碼通常采用卷積嗎，編碼效率 1 2 2 3 3 4R ? 、 或 ,以對(duì)抗快衰落信道中的隨機(jī)錯(cuò)誤；對(duì)于突發(fā)差錯(cuò)，一 般采用交織深度為 20 的交織編碼。信道編碼與交織編碼結(jié)合使用，使得通信系統(tǒng)具有較強(qiáng)的檢錯(cuò)與糾錯(cuò)能力，從而提高了通信系統(tǒng)的可靠性。 降低峰值平均功率比 (PAPR) 在時(shí)域中，正交頻分復(fù)用信號(hào)是 N 路子載波信號(hào)的疊加。當(dāng)這 N 路信號(hào)恰好同時(shí)出現(xiàn)峰值時(shí)， OFDM信號(hào)的峰值功率將會(huì)產(chǎn)生最大值，且是平均功率的 N 倍。盡管 N 路信號(hào)同時(shí)出現(xiàn)峰值是低概率事件，但為了滿(mǎn)足接收端信號(hào)的完好無(wú)損，發(fā)送端要求高功率放大器 (HPA)具有很大的線性范圍，這將降低發(fā)射機(jī)的工作效率。因此，人們提出諸如限幅類(lèi)技術(shù)，編碼類(lèi)技術(shù)和概率類(lèi)技術(shù)來(lái)降低 PAPR 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 。 通過(guò)以上的介紹可以得出， OFDM系統(tǒng)在高速傳輸系統(tǒng)中具有無(wú)可比擬的優(yōu)越性。也正因?yàn)樾盘?hào)的高速傳輸，要使接收端信號(hào)的誤碼率降低，必須對(duì)信道的傳輸特性進(jìn)行估計(jì)。因此，設(shè)計(jì)好的信道估計(jì)器是 OFDM 系統(tǒng)必不可少的環(huán)節(jié)。 9 3 OFDM 信道估計(jì)及其性能仿真 信道估計(jì)概述 所謂信道估計(jì)，就是描述物理信道對(duì)輸入信號(hào)的影響而進(jìn)行定性研究的過(guò)程，換句話說(shuō)，信道估計(jì)就是估計(jì)發(fā)送天線到接收天線之間的無(wú)線信道的頻率響應(yīng) 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 。無(wú)線通信系統(tǒng)受周?chē)h(huán)境的影響較大，建筑物，河流，山脈，森林等對(duì)電磁波的吸收較強(qiáng)，加之反射與衍射、多徑衰落對(duì)信號(hào)的影響，到達(dá)接收端的信號(hào)，幅值和相位可能發(fā)生畸變，難以進(jìn)行識(shí)別。為了提高通信的抗干擾性能，必須對(duì)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的無(wú)線信道進(jìn)行估計(jì)，以滿(mǎn)足信號(hào)的無(wú)失真?zhèn)鬏?。?duì)于現(xiàn)代通信系統(tǒng)，信道在時(shí)域存在時(shí)間選擇性衰落特性，在頻域存在頻率選擇性衰落特性，而系統(tǒng)又必須適應(yīng)突發(fā)性數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，因此，信道估計(jì)仍是目前學(xué)術(shù)界較難攻克的 難題之一。一般地，信道估計(jì)算法要使誤碼率最低，均方誤差最小，且算法復(fù)雜度不要太高，因此，信道估計(jì)器結(jié)構(gòu)的選擇至關(guān)重要。 常用的信道估計(jì)算法分類(lèi)如下 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 ： (1)基于導(dǎo)頻信息的信道估計(jì)。在發(fā)送端信號(hào)的某些比特位上插入合適長(zhǎng)度的導(dǎo)頻信息，在接收端根據(jù)這些導(dǎo)頻信息，按照某種估計(jì)準(zhǔn)則對(duì)信道進(jìn)行估計(jì)。該估計(jì)優(yōu)點(diǎn)是算法復(fù)雜度不高，估計(jì)性能優(yōu)良。但是由于引入了輔助信息，浪費(fèi)了帶寬，降低了頻譜利用率。 (2)盲信道估計(jì)。不需要在信息的 比特位上插入導(dǎo)頻信息，只需在接收端通過(guò)信息提取技術(shù)來(lái)獲得信道的估計(jì)值。其優(yōu)點(diǎn)是系統(tǒng)頻譜利用率高，而缺點(diǎn)是需要接收到足夠多的數(shù)據(jù)才能得到可靠估計(jì)值，因而運(yùn)算時(shí)間長(zhǎng)，信10 號(hào)實(shí)時(shí)處理性差，這就阻礙了它在實(shí)際系統(tǒng)中的應(yīng)用。 (3)半盲信道估計(jì)。對(duì)導(dǎo)頻輔助信道估計(jì)和盲信道估計(jì)進(jìn)行折中處理，便得到半盲信道估計(jì)。其優(yōu)勢(shì)不如導(dǎo)頻輔助信道估計(jì)，但彌補(bǔ)了盲信道估計(jì)的不足。 工程中使用較多的是導(dǎo)頻符號(hào)輔助調(diào)制 (Pilot Symbol Assisted Modulation,PSAM)信道估計(jì)方法，其所用的數(shù)學(xué)模型合理，理論成熟， 算法復(fù)雜度較低，估計(jì)性能優(yōu)良。在正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中，一般情況下都采用此類(lèi)信道估計(jì)算法。 信道估計(jì)的目的 信道估計(jì)是進(jìn)行同步檢波與均衡的基礎(chǔ)。通過(guò)信道估計(jì)算法，可以得到發(fā)送端與接收端無(wú)線信道的沖激響應(yīng)，使信道誤差最小化，最大程度保證原始信息無(wú)失真?zhèn)鬏敗? OFDM 信道特性 一般地，研究無(wú)線通信系統(tǒng)的信道特性時(shí)，通常是基于收發(fā)信機(jī)之間否存在視距分量。 OFDM 系統(tǒng)也不例外，主要研究 Saleh 和 Valenzuela 提出的以下四種信道特性 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 ： CM1 信道：發(fā)射機(jī)與接收機(jī)之間的距離在 4m 以?xún)?nèi)，在視距范圍內(nèi)； CM2 信道：發(fā)射機(jī)與接收機(jī)之間的距離在 4m 以?xún)?nèi)，不在視距范圍內(nèi)； CM3 信道：發(fā)射機(jī)與接收機(jī)之間的距離在 4～ 10m，不在視距范圍內(nèi)； CM4 信道：發(fā)射機(jī)與接收機(jī)之間的距離在 4～ 10m，不在視距范圍內(nèi)，代表11 了均方根時(shí)延達(dá)到 25ns極端多徑信道環(huán)境。 表 31 給出了四種信道模型的參數(shù)對(duì)比情況。由信道能量平均值這一參數(shù)可以看出， CM4信道由于環(huán)境復(fù)雜，需要的信道能量最大。 表 31 OFDM 信道參數(shù) 信道模型 CM1 CM2 CM3 CM4 10dB 多徑數(shù) 總能量 85%多徑數(shù) 平均附加時(shí)延 信道能量平均值 /dB (1 )ns? ? 1dB? 2 dB? x dB? 4 5 5 4 (1 )ns? ? RMS 延擴(kuò)展 /ns 6 7 14 23 信道能量標(biāo)準(zhǔn)差 /dB 其中參數(shù)的含義如下： ? 指 簇到達(dá)速率， ? 指 簇功率衰減因子， 12,??錯(cuò)誤 !未找到引用源。 指簇與簇內(nèi)多徑幅度在對(duì)數(shù)正態(tài)分布下標(biāo)準(zhǔn)差， ? 指多徑功率衰減因子。 表 32 MATLAB 環(huán)境下的系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置 仿真參數(shù) 數(shù)值 信 號(hào)長(zhǎng)度 (bit) 200 取樣間隔 (ns) 持續(xù)時(shí)間 (ns) 碼元周期 (ns) 22 信噪比 (dB) 5 訓(xùn)練序列長(zhǎng)度 (bit) 37 12 結(jié)合表 31，表 32 對(duì) OFDM四種信道特性的沖激響應(yīng)進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖 所示。 0 20 40 60 80 100 120 0 . 4 0 . 200 . 20 . 4S V 信道模型 C M 1 環(huán)境下的信道沖激響應(yīng)T i m e ( n s )Gain0 20 40 60 80 100 120 0 . 200 . 20 . 40 . 6S V 信道模型 C M 2 環(huán)境下的信道沖激響應(yīng)T i m e ( n s )Gain0 50 100 150 200 250 0 . 4 0 . 200 . 20 . 4S V 信道模型 C M 3 環(huán)境下的信道沖激響應(yīng)T i m e ( n s )Gain0 50 100 150 200 250 300 350 0 . 4 0 . 200 . 20 . 4S V 信道模型 C M 4 環(huán)境下的信道沖激響應(yīng)T i m e ( n s )Gain 圖 SV 模型中四種信道的頻率響應(yīng) 由圖 可知，一般快衰落信道的多徑時(shí)延都會(huì)超過(guò) 50ns，對(duì)于 CM413 這種特殊環(huán)境下的快衰落信道，其多徑時(shí)延甚至超過(guò)了 220ns，由此可見(jiàn) CM4信道對(duì)信號(hào)的深衰落程度。 信道估計(jì)方法 插入導(dǎo)頻法信道估計(jì) 前面提到，插入導(dǎo)頻法能夠在較低復(fù)雜度的情況下獲得較好的估計(jì)性能。導(dǎo)頻信號(hào)不能任意選擇，而是要根據(jù)具體環(huán)境選擇導(dǎo)頻的結(jié)構(gòu)和數(shù)量。結(jié)構(gòu)太復(fù)雜，硬件電路實(shí)現(xiàn)困難；數(shù)量太大，系統(tǒng)效率會(huì)降低。根據(jù)正交頻分復(fù)用系統(tǒng)組成原理，導(dǎo)頻的插入可以在時(shí)域進(jìn)行，也可以在頻域進(jìn)行。但無(wú)論采取何種方式，插入導(dǎo)頻的間隔必須滿(mǎn)足 Naiquist 抽樣定理。常見(jiàn)的插入方式有梳狀導(dǎo)頻和塊狀導(dǎo)頻，前者對(duì)應(yīng)于瑞利衰落信道，后者對(duì)應(yīng)于慢衰落信道，導(dǎo)頻圖案如圖 所示。梳狀導(dǎo)頻是在相同頻率、不同時(shí)間內(nèi)插入數(shù)比特導(dǎo)頻符號(hào)，并和信息一 同傳輸，其特點(diǎn)是具有更高的傳輸效率，適合于快衰落信道下的信道估計(jì)；塊狀導(dǎo)頻是在同一時(shí)間、不同頻率內(nèi)插入數(shù)比特導(dǎo)頻符號(hào)，由于頻點(diǎn)的不同，頻率選擇性衰落信道對(duì)這種導(dǎo)頻的設(shè)計(jì)方案不敏感，一般用于 LS、 MMSE算法 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 。 時(shí) 間塊 狀 導(dǎo) 頻 O F D M 符 號(hào)頻率時(shí) 間梳 狀 導(dǎo) 頻 O F D M 符 號(hào)頻率導(dǎo) 頻數(shù) 據(jù) 圖 導(dǎo)頻信息的插入方式 14 在頻域抽樣定理中，信號(hào)的頻域抽樣對(duì)應(yīng)于時(shí)域的周期延拓，因此，必須要求時(shí)域下信號(hào)的周期延拓不產(chǎn)生混疊失真，以滿(mǎn)足頻域下信 號(hào)的復(fù)原。轉(zhuǎn)化為公式即為： ? ?max1 fcNf ???。化簡(jiǎn)后得到： max1fcN f?? ? (31) 其中 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 是頻率方向上的最小間隔， 錯(cuò)誤 !未找到引用源。是最大時(shí)延擴(kuò)展， cf? 是歸一化的子載波間隔。 在時(shí)域抽樣定理中，抽樣頻率應(yīng)滿(mǎn)足： 錯(cuò)誤 !未找到引用源。? ?12t S dNT f? ，即： 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 12t dSN fT? （ 32） 其中 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 為信號(hào)帶寬， tN 是在時(shí)間方向上的最小間隔。對(duì)式 (31)和式 (32)向上取整，便可得到一幀中所包含的導(dǎo)頻符號(hào)總數(shù)： 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 cspi