【正文】 ,39。 legend(39。 xlabel(39。dk39。)。 ser_ls(n)=error_count_ls/64000。 for k=1:N if (real(I(k))0)%判決 I(k)=1。 variance=var(noise)。 d=rand(N,1)。 F=fft(u)*inv(u)。 F=fft(u)*inv(u)。 Y=XFG+No。 32 end g(k)=s/sqrt(N)。 %======================= 生成訓(xùn)練序列，采用 BPSK調(diào)制 ========================% N=64。可以看出， CM4 環(huán)境下的系統(tǒng)性能較 CM3有所下降，原因是 CM4信道環(huán)境更復(fù)雜，多徑時(shí)延最大。信息處理過(guò)程如 圖 。對(duì)于高速傳輸系統(tǒng)， LS 估計(jì)器已不適用。 。HHR是導(dǎo)頻間的自相關(guān)矩陣，大小為 PP? ， W 為 LMMSE 權(quán)值矩陣。 是最優(yōu)的低階估計(jì)器，它的核心思想在于對(duì)LS 估計(jì)進(jìn)行奇異值分解，在不降低估計(jì)器性能的條件下降低算法復(fù)雜度，并抑制 AWGN和 ICI，但是它也有缺點(diǎn)，就是需要知道每條子路徑功率的先驗(yàn)信息，并利用此信息來(lái)構(gòu)造自相關(guān)矩陣。假設(shè)信號(hào)與噪聲相互獨(dú)立，在接收端對(duì)信號(hào)進(jìn)行 N點(diǎn) DFT時(shí)引入 DFT矩陣 Z，表示為： 0 ,0 0 , 11 ,0 1 , 1MMMM M MMMMMZMM?? ? ????????…… 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 由通信原理可知，接收機(jī)所接收的信號(hào)一般由有用信號(hào)和噪聲組成。 12t dSN fT? （ 32） 其中 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 。 0 20 40 60 80 100 120 0 . 4 0 . 200 . 20 . 4S V 信道模型 C M 1 環(huán)境下的信道沖激響應(yīng)T i m e ( n s )Gain0 20 40 60 80 100 120 0 . 200 . 20 . 40 . 6S V 信道模型 C M 2 環(huán)境下的信道沖激響應(yīng)T i m e ( n s )Gain0 50 100 150 200 250 0 . 4 0 . 200 . 20 . 4S V 信道模型 C M 3 環(huán)境下的信道沖激響應(yīng)T i m e ( n s )Gain0 50 100 150 200 250 300 350 0 . 4 0 . 200 . 20 . 4S V 信道模型 C M 4 環(huán)境下的信道沖激響應(yīng)T i m e ( n s )Gain 圖 SV 模型中四種信道的頻率響應(yīng) 由圖 可知，一般快衰落信道的多徑時(shí)延都會(huì)超過(guò) 50ns，對(duì)于 CM413 這種特殊環(huán)境下的快衰落信道，其多徑時(shí)延甚至超過(guò)了 220ns，由此可見(jiàn) CM4信道對(duì)信號(hào)的深衰落程度。 OFDM 信道特性 一般地，研究無(wú)線通信系統(tǒng)的信道特性時(shí)，通常是基于收發(fā)信機(jī)之間否存在視距分量。其優(yōu)點(diǎn)是系統(tǒng)頻譜利用率高，而缺點(diǎn)是需要接收到足夠多的數(shù)據(jù)才能得到可靠估計(jì)值，因而運(yùn)算時(shí)間長(zhǎng)，信10 號(hào)實(shí)時(shí)處理性差，這就阻礙了它在實(shí)際系統(tǒng)中的應(yīng)用。一般地，信道估計(jì)算法要使誤碼率最低，均方誤差最小，且算法復(fù)雜度不要太高，因此，信道估計(jì)器結(jié)構(gòu)的選擇至關(guān)重要。 通過(guò)以上的介紹可以得出， OFDM系統(tǒng)在高速傳輸系統(tǒng)中具有無(wú)可比擬的優(yōu)越性。 信道編碼與交織 信道編碼與交織技術(shù)能夠有效降低數(shù)字通信系統(tǒng)的誤碼率，提高通信的抗干擾能力。 OFDM 系統(tǒng)要求各信道之間嚴(yán)格正交，系統(tǒng)的定時(shí)同步精度非常高，對(duì)于快衰落環(huán)境引起的頻偏，高精度定時(shí)同步算法發(fā)雜，且較難實(shí)現(xiàn)。 圖 基于 IFFT/FFT 實(shí)現(xiàn)的 OFDM 系統(tǒng)框圖 OFDM 的優(yōu)缺點(diǎn) 任何一項(xiàng)技術(shù)都不是完美無(wú)瑕的，正交頻分復(fù)用技術(shù)也是如此，存在著如下優(yōu)缺 點(diǎn) 。由于 OFDM 是多載波方案，可用圖 ，只要滿足各載波相互正交即可。其中 M 代表子載波數(shù)， ST 為正交頻分復(fù)用碼元周期。因此，人們必須提出更好的通信系統(tǒng)模型，來(lái)適應(yīng)高速數(shù)據(jù)通信，多載波通信技術(shù)便是在這種背景下受到人們重視的。首先簡(jiǎn)要介紹了信道估計(jì)的分類和目的；然后介紹了快衰落下的四種信道模型， 并對(duì)四種模型的沖擊響應(yīng)進(jìn)行了仿真，以觀察各信道的時(shí)延擴(kuò)展，并為后面估計(jì)算法的性能仿真做準(zhǔn)備；之后重點(diǎn)分析了基于 LS 算法、 MMSE 算法、 LMMSE算法以及基于 DFT 算法的信道估計(jì)原理，3 進(jìn)行了大量公式推導(dǎo)，并總結(jié)其優(yōu)缺點(diǎn)；最后在不同信道環(huán)境，不同子載波數(shù)下用 MATLAB 對(duì)各算法的誤碼率和均方誤差進(jìn)行了仿真，總結(jié)各算法估計(jì)性能。因此，為使接收端獲得與發(fā)送端完全同頻同相的載波信息，必須對(duì)信道進(jìn)行估計(jì) ,以對(duì)抗碼間干擾和多徑衰落。 1990年， Peled 和 Ruiz 提出的循環(huán)前綴 (Cyclic Prefix,CP)，解決了信道正交性問(wèn)題。第一代 (1G:AMPS、 TACS)和第二代(2G:GSM、 IS95CDMA)移動(dòng)通信只能提供語(yǔ)音業(yè)務(wù)或部分低數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，為了實(shí)現(xiàn)個(gè)人通信，移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)，高清視頻點(diǎn)播等超寬帶，高數(shù)據(jù)傳輸速率業(yè)務(wù)，人們相繼提出第三代 (3G:CDMA20xx、 WCDMA、 TDSCDMA)和第四代 (4G： LTE TDD、LTE FDD)移動(dòng)通信，而其中的關(guān)鍵技術(shù)之一 —— 正交頻分復(fù)用 (OFDM)成為研究熱點(diǎn)。 在移動(dòng)通信中，無(wú)線信道往往受到高層建筑物，河流，森林，山脈等的影響而呈現(xiàn)多徑特性。 第一章以移動(dòng)通信的演變?yōu)楸尘?，介紹了 OFDM 技術(shù)的提出、發(fā)展歷程和在民用通信中的應(yīng)用，然后根據(jù)無(wú)線信道環(huán)境引出信道估計(jì)的概念。第一代蜂窩移動(dòng)通信 (1G)與第二代蜂窩移動(dòng)通信 (2G)主要采用這種系統(tǒng)，因?yàn)?1G 和 2G 的數(shù)據(jù)傳輸速率不高，通過(guò)合適的均衡算法便能夠很好地解決多徑衰落引起的符號(hào)間干擾 (ISI)。多載波調(diào)制技術(shù)的原理框圖如圖 。在實(shí)際應(yīng)用中，一般采用等效基帶信號(hào)來(lái)描述 OFDM輸出 信號(hào)，具體的數(shù)學(xué)表達(dá)式見(jiàn)式 (21)。用循環(huán)前綴來(lái)填充保護(hù)間隔，只要保護(hù)間隔長(zhǎng)度大于信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，信道便仍然正交，這樣便可進(jìn)一步降低 ISI 和 ICI 的影響。 OFDM 技術(shù)的缺點(diǎn)主要有： (1)存在一定概率的 PAPR。在下行鏈路中，基站通過(guò)廣播控制信道 (BCCH)向各移動(dòng)臺(tái)發(fā)送同步信號(hào)；在上行鏈路中，為保證各信道的正交性，到達(dá)基站的各移動(dòng)臺(tái)信號(hào)也必須保持同步。盡管 N 路信號(hào)同時(shí)出現(xiàn)峰值是低概率事件，但為了滿足接收端信號(hào)的完好無(wú)損，發(fā)送端要求高功率放大器 (HPA)具有很大的線性范圍，這將降低發(fā)射機(jī)的工作效率。無(wú)線通信系統(tǒng)受周圍環(huán)境的影響較大，建筑物，河流，山脈，森林等對(duì)電磁波的吸收較強(qiáng)，加之反射與衍射、多徑衰落對(duì)信號(hào)的影響，到達(dá)接收端的信號(hào)，幅值和相位可能發(fā)生畸變，難以進(jìn)行識(shí)別。但是由于引入了輔助信息，浪費(fèi)了帶寬，降低了頻譜利用率。在正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中，一般情況下都采用此類信道估計(jì)算法。 表 31 OFDM 信道參數(shù) 信道模型 CM1 CM2 CM3 CM4 10dB 多徑數(shù) 總能量 85%多徑數(shù) 平均附加時(shí)延 信道能量平均值 /dB (1 )ns? ? 1dB? 2 dB? x dB? 4 5 5 4 (1 )ns? ? RMS 延擴(kuò)展 /ns 6 7 14 23 信道能量標(biāo)準(zhǔn)差 /dB 其中參數(shù)的含義如下： ? 指 簇到達(dá)速率， ? 指 簇功率衰減因子， 12,??錯(cuò)誤 !未找到引用源。但無(wú)論采取何種方式，插入導(dǎo)頻的間隔必須滿足 Naiquist 抽樣定理。是最大時(shí)延擴(kuò)展， cf? 是歸一化的子載波間隔。該估計(jì)由于算法復(fù)雜度較低，估計(jì)性能優(yōu)良而被廣泛采用。 在實(shí)際應(yīng)用中，信道的沖激響應(yīng) LSHH與 之間的關(guān)系為： 11()L S N NH X X H N H X N??? ? ? ? (314) 17 因此 LS 估計(jì)的均方誤差 (Mean Square Error,MSE)為： ? ? 21( ) ( ) ( )HHL S L S NM S E tr a c e E H H H H tr a c e X X? ?? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? (315) 其中 2N? 為高斯白噪聲平均功率。 MMSE M mmseH Z h? (318) 將式 (318)帶入式 (319),可得： 1M M S E M H Y Y Y MHHM M M S E M M MH Z R R YZ Q Z X Y??? (319) 其中 MMSEQ 表達(dá)式如下： 18 ? ? ? ?1112H H H HM M S E H H M M M P N H H M M M MQ R Z X X Z R Z X X Z? ??????????? (320)錯(cuò)誤 !未找到引用源。,2 1 1? ?( ( ) )L M M S E P L S P HNH H H HH W HW R R X X? ????? (324) 其中 HHHR E HH??? ??,39。 基于 DFT 變換的信道估計(jì) 高 速 DSP技術(shù)的發(fā)展，離散傅里葉變換在 DSP上的應(yīng)用，為新型信道估計(jì)算法提供了足夠的發(fā)展空間。 ,錯(cuò)誤 !未找到引用源。表 34 對(duì) 64 子載波與 128 子載波下誤碼率和均方誤差做了比較，可以得出，對(duì)于同一算法，子載波數(shù)越多，各算法的估計(jì)性能越差，這也說(shuō)明子載波之間相互影響越大。由此可知， DFT 算法由于時(shí)域能量集中在少數(shù)抽樣點(diǎn)上，減少了頻譜泄露，因而信道估計(jì)性能較好；而改進(jìn) DFT 算法，由于漢寧窗的加入和線性變換，使得帶外噪聲迅速衰減，在低 SNR 下估計(jì)性能較 DFT算法有所提高。 因此，隨著子載波數(shù)的增加，改進(jìn)算法的估計(jì)性能會(huì)降低。 end %======================== 計(jì)算信道向量 G和信道特性 ========================% tau=[ ]。 n1=n1*。 error_count_smmse=0。 end H_mmse=fft(Gmmse)。%DFT矩陣 I=eye(N,N)。 n1=ones(N,1)。 else I(k)=1。 else I(k)=1。 end。*k39。 semilogy(SNR,ser_dft,39。)。MMSE算法 39。 hold off 。LS算法 39。 ylabel(39。ok39。 hold on。 ser_dft(n)=error_count_dft/96000。 end end %=============== DFT估計(jì)器的接收 =================% I=inv(Hdft)* Y。 %================================ 接收機(jī) =================================% %=============== 無(wú)估計(jì)的接收 =================% I= inv(Hl)*Y。 end end for i=1:N X(i,i)=d(i)。 end %================== 求 H_dft ====================% u=rand(N,N)。* X39。 %清空 error_count error_count_ls=0。%頻域 XFG=X*H。 else d(i)=1。 圖 128子載波下的仿