【正文】 ,39。 legend(39。 xlabel(39。dk39。)。 ser_ls(n)=error_count_ls/64000。 for k=1:N if (real(I(k))0)%判決 I(k)=1。 variance=var(noise)。 d=rand(N,1)。 F=fft(u)*inv(u)。 F=fft(u)*inv(u)。 Y=XFG+No。 end g(k)=s/sqrt(N)。 %======================= 生成訓(xùn)練序列，采用 BPSK調(diào)制 ========================% N=64?？梢钥闯?， CM4 環(huán)境下的系統(tǒng)性能較 CM3有所下降，原因是 CM4信道環(huán)境更復(fù)雜，多徑時(shí)延最大。信息處理過程如 圖 。 對于 高 速傳輸系統(tǒng) ， LS 估計(jì)器已不適用 。 。HHR是導(dǎo)頻間的自相關(guān)矩陣 ，大小為 PP? ， W 為 LMMSE 權(quán)值矩陣。 是最優(yōu)的低階估計(jì)器，它的核心思想在于對LS 估計(jì)進(jìn)行奇異值分解，在不降低估計(jì)器性能的條件下降低算法復(fù)雜度，并抑制 AWGN和 ICI，但是它也有缺點(diǎn)，就是需要知道每條子路徑功率的先驗(yàn)信息，并利用此信息來構(gòu)造自相關(guān)矩陣。 經(jīng)過 M 點(diǎn)取樣 ，可得 如下 矩陣方程： Y Xh N?? (35) 其中 011..MXXXX ?????????????????? 011..MYYYY ?????????????????? 011..MNNNN ?????????????????? (36) 最小平方 估計(jì) 算法 的代價(jià)函數(shù) 可表示 為： 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1? ? ?( ) [ ] [ ]? ? ? ? ? ?[ ] [ ] [ ] [ ] .. . [ ] [ ]TT T TN N N NP h Y X h Y X hY X h Y X h Y X h Y X h Y X h Y X h? ? ? ?? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ? (37) 將上式中每一項(xiàng)按維數(shù) 展開，且 00 , 0 0 , 1 0 , 1,01 , 0 1 , 1 1 , 1,1 11 , 0 1 , 1 1 , 1,11?( ) ( ) . . ( )?( ) ( ) . . ( ). . . .. , .. . . .. .( ) ( ) . . ( ) ?i i iMiMiiiq q q MiMMhX i X i X iYX i X i X iY hY X hX i X i X iY h??? ? ? ?????????????????????? ? ??????????????????? ?? ???? (38) 可以得到 1 20 1 1, , 0 , 1 , 10? ? ? ? ?[ ] [ ] [ ( ( ) ( ) ( ) . . . ( ) ) ] , 0 , 1 ,iqTNi i i i i k k k k NkY X h Y X h Y X i h X i h i X i h i????? ? ? ? ? ? ? ?? … ,M1 (39) 所以 ?()Ph 可以表示為 16 11 20 1 1, , 0 ,1 , 100? ? ? ?( ) [ ( ( ) ( ) . . . ( ) ) ] , 0 , 1 ,iqMNi k k k k NikP h Y X i h X i h X i h i??????? ? ? ? ? ??? … ,M1 (310) 將 ?()Ph 對 ?h 求偏導(dǎo)，可得： ?() ? ? ?( [ ] [ ] ) 2 [ ]? ? TPh Y X h Y X h X Y X hhh?? ? ? ? ? ? ??? (311) 要想 LS 代價(jià)函數(shù)存在極值，上式必須為零，即 ?[ ] 0lsX Y X h?? (312) 則 有 11? []TTlsh X X X Y X Y???? (313) 根據(jù)式 (313),可得如圖 所示結(jié)構(gòu)的 LS估計(jì)器 。 對式 (31)和式 (32)向上取整，便可得到 一幀中 所包含的導(dǎo)頻符號(hào)總數(shù) ： cspilot ftNNN NN????? ???????? (33) 其中 sN 是一幀所包含的 正交頻分復(fù)用 符號(hào) 個(gè) 數(shù) , cN 是 子 載波數(shù)。但無論采取何種方式，插入導(dǎo)頻的間隔必須滿足 Naiquist 抽樣定理。 由信道能量平均值這 一參數(shù)可以看出， CM4信道由于環(huán)境復(fù)雜，需要的信道能量最 大 。 工程中使用較多的是導(dǎo)頻符號(hào)輔助調(diào)制 (Pilot Symbol Assisted Modulation,PSAM)信道估計(jì)方法， 其所用的數(shù)學(xué)模型合理，理論成熟，算法復(fù)雜度較低，估計(jì)性能優(yōu)良。 該估計(jì)優(yōu)點(diǎn)是算法復(fù)雜度不高，估計(jì) 性能優(yōu)良。 。當(dāng)這 N 路信號(hào)恰好 同時(shí)出現(xiàn)峰值時(shí)， OFDM信號(hào) 的峰值功率將會(huì)產(chǎn)生最大值，且 是平均功率的 N 倍。在通信過程中，同步一般分為捕獲和跟蹤兩個(gè)階段。 (4)由于 OFDM 各子載波相互正交， 在極端情況下 允許 各調(diào)制信號(hào)的頻譜有 12重疊，因 此與 第一代移動(dòng)通信中的 FDM 系統(tǒng)相比 ， OFDM 系統(tǒng) 頻譜利用 7 率高，可節(jié)省帶寬。 DFT/IDFT 可用 FFT/IFFT 代替，降低算法復(fù)雜度， 提高計(jì)算效率， 且可在同一硬件電路中實(shí)現(xiàn)。它的最大特點(diǎn)是各子載波具有正交性 ，從而調(diào)制后的頻譜可以重疊， 這在 頻譜日益緊張的 情況下 ， 是一次重大的技術(shù)變革 。 當(dāng) M 很大時(shí) ，每個(gè)子信道都可看做是無 ISI 的子 信道，在接收端，可以采用 低復(fù)雜度的 信號(hào)處理算法 實(shí)現(xiàn)無 ISI的 信息傳輸。它的原理 如圖 所示，其中 ()gt 是匹配濾波器 ，用以濾除帶外噪聲 。 本論文所做 的 主要工作 本文基于 OFDM 系統(tǒng)原理，以 OFDM 信道估計(jì) 算法為研究對象，對比分析了快衰落環(huán)境下各種估計(jì)算法的誤碼率和均方誤差，隨后提出一種估計(jì)性能優(yōu)良的改進(jìn)算法，并仿真了改進(jìn)算法在抵抗碼間干擾、多徑衰落的優(yōu)越性。 。 答 謝 .........................................................................................................31 1 1 緒論 研究內(nèi)容 及 背景 意義 近 30 年來，移動(dòng)通信領(lǐng)域經(jīng)歷了從模擬到數(shù)字， 窄帶到寬帶， 低 數(shù)據(jù)傳輸速率到高 數(shù)據(jù) 傳輸速率的演變。對本研究提供過幫助和做出過貢獻(xiàn)的個(gè)人或集體，均已在文中作了明確的說明并表示了謝意。加之高速 DSP 技術(shù)，自適應(yīng)技術(shù)，軟件無線電 技術(shù) 的日益成熟， 如何將OFDM 技術(shù)應(yīng)用到無線通信系統(tǒng)，成為人們亟待解決的問題。 對于 OFDM 系統(tǒng)，信道估計(jì)的任務(wù)就是，根據(jù)接收到的已失真的、疊加了 AWGN 的信息序列來準(zhǔn)確估計(jì)出信道的頻域傳輸特性， 換句話說，就是估計(jì) OFDM 各正交子信道的頻率響應(yīng)值。 第四章在第三章的基礎(chǔ)上提出基于 DFT 的信道估計(jì)改進(jìn)算法 ，并仿真分析改進(jìn)算法較傳統(tǒng)算法在減小誤碼率和 均方誤差上 的優(yōu)越性。 圖 單載波通信原理框圖 4 多載波通信的基本思想是： 在頻域上 將信道 劃分成 M個(gè) 相互獨(dú)立的 子信道，這樣每個(gè)子信道的頻譜特性都具有平坦或準(zhǔn)平坦衰落特性 ， 然后使用這些 子信道傳輸信號(hào)并在接收機(jī)中予以 合并，以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的頻率分集 錯(cuò)誤 !未找到引用源。這里假設(shè) OFDM系統(tǒng)的保護(hù)帶寬 =1 (2 )ST? 。 圖 是 OFDM 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，主要采用了離散傅里葉變換算法。 OFDM 技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)主要有： (1)由于 DSP 技術(shù)的飛速發(fā)展， OFDM 系統(tǒng)中各子信道的正交調(diào)制和解調(diào)可通過快速傅里葉變換 (FFT)和逆變換 (IFFT)來實(shí)現(xiàn)，從而大大降低了算法復(fù)雜度，且信息的實(shí)時(shí)處理更快更可靠。 OFDM 系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù) OFDM 之所以 是優(yōu)秀的 多載波調(diào)制方案，其原因不只是以上諸多優(yōu)點(diǎn)，還與如下關(guān)鍵技術(shù)有關(guān) 。 信道編碼通常采用卷積嗎，編碼效率 1 2 2 3 3 4R ? 、 或 ,以對抗快衰落信道中的隨機(jī)錯(cuò)誤； 對于突發(fā)差錯(cuò)，一般采用交織深度為 20 的交織編碼。也正因?yàn)樾盘?hào)的高速傳輸，要使接收端信號(hào)的誤碼率降低，必須對信道的傳輸特性進(jìn)行估計(jì)。 常用的信道估計(jì) 算法分類如下 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 (3)半盲信道估計(jì)。 OFDM 系統(tǒng)也不例外，主要研究 Saleh 和 Valenzuela 提出的以下四種信道特性 錯(cuò)誤 !未找到引用源。導(dǎo)頻信號(hào)不能任意選擇，而是要根據(jù)具體環(huán)境選擇導(dǎo)頻的結(jié)構(gòu)和數(shù)量。轉(zhuǎn)化為公式即為： ? ?max1 fcNf ???。 由通信原理 可知， 接收機(jī) 所接收的信號(hào)一般由有用信號(hào)和噪聲組成。假設(shè)信號(hào)與噪聲相互獨(dú)立，在接收端對信號(hào)進(jìn)行 N點(diǎn) DFT時(shí)引入 DFT矩陣 Z，表示為： 0 ,0 0 , 11 ,0 1 , 1MMMM M MMMMMZMM?? ? ????????…… 2e x p [ ] 0 , 1nkM nkM j n k MM?? ? ? ? ? (316) 在提取導(dǎo)頻信息后，信道的沖激響應(yīng)可表示為： 1mmse HY YY Mh R R Y?? ? ? (317) 其中 YYR 表示接收端信息的自相關(guān)矩陣， HYR 為信 道頻率響應(yīng)與接收端信息的互相關(guān)矩陣 。,2 1 1? ?( ( ) )L M M S E P L S P HNH H H HH W HW R R X X? ????? (324) 19 其中 HHHR E HH??? ??,39。 基于 DFT 變換的信道估計(jì) 高速 DSP技術(shù)的發(fā)展，離散傅里葉變換在 DSP上的應(yīng)用，為新型信道估計(jì)算法提供了足夠的發(fā)展空間。 ,錯(cuò)誤 !未找到引用源。表 34 對 64 子載波與 128 子載波下誤碼率和均方誤差做了比較，可以得出，對于同一 算法，子載波數(shù)越多， 各 算法的估計(jì)性能越差 ， 這也說明子載波之間相互影響越大。 由此可知， DFT 算法由于時(shí)域能量集中在少數(shù)抽樣點(diǎn)上，減少了頻譜泄露，因而信道估計(jì)性能較好；而改進(jìn) DFT 算法，由于漢寧窗的加入和線性變換，使得帶外噪聲迅速衰減，在低 SNR 下估計(jì)性能較 DFT算法有所提高。因此，隨著子載波數(shù)的增加，改進(jìn)算法 的估計(jì)性能會(huì)降低。 end %======================== 計(jì)算信道向量 G和信道特性 ========================% tau=[ ]。 n1=n1*。 32 error_count_smmse=0。 end H_mmse=fft(Gmmse)。%DFT矩陣 I=eye(N,N)。 n1=ones(N,1)。 else I(k)=1。 else I(k)=1。 end。*k39。 semilogy(SNR,ser_dft,39。)。MMSE算法 39。 hold off 。LS算法 39。 ylabel(39。ok39。 hold on。 ser_dft(n)=error_count_dft/96000。 end end %=============== DFT估計(jì)器的接收 =================% I=inv(Hdft)* Y。 %================