【正文】 相應(yīng)地，接收端要獲得原始信息，必須對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。 OFDM 技術(shù)的提出可以追溯到上世紀(jì) 60年代，但由于當(dāng)時(shí)大規(guī)模集成電路的限制， OFDM 并未得到 重視。直到 1982 年， Weinstei 和 Ebert 提出基于離散傅里葉變換 (DFT)的 OFDM基帶調(diào)制，才使得人們開始重視這一技術(shù)。解調(diào)一般分為非相干解調(diào)和相干解調(diào)兩大類，非相干解調(diào)適用于低速傳輸?shù)南到y(tǒng)，對(duì)于多進(jìn)制調(diào)制的高速傳輸系 統(tǒng)，大多數(shù)采用相干解調(diào)技術(shù)。 第三章是本文的重點(diǎn)。另外，當(dāng)信道的相關(guān)帶寬小于信號(hào)帶寬時(shí)，會(huì)產(chǎn)生頻率選擇性衰落現(xiàn)象，導(dǎo)致通信的可靠性降低。表 21對(duì)其做了詳細(xì)比較。 ()st 的實(shí)部和虛部分別和 OFDM符號(hào)的同相 (Inphase)和正交 (Quadraturephase)分量相對(duì)應(yīng)，在實(shí)際應(yīng)用中可分別用cos 和 sin 代替，這樣便構(gòu)成了合成的正交頻分復(fù)用信號(hào)。在接收端，采取相反的措施，理論上便可完全恢復(fù)出原始信號(hào)。 (2)對(duì)頻率偏移敏感。在具體設(shè)計(jì)時(shí)，必須同時(shí)考慮以上兩個(gè)問題，因?yàn)楣烙?jì)器性能優(yōu)良與否與導(dǎo)頻圖案的排列方式息息相關(guān)。 。對(duì)于現(xiàn)代通信系統(tǒng)，信道在時(shí)域存在時(shí)間選擇性衰落特性，在頻域存在頻率選擇性衰落特性，而系統(tǒng)又必須適應(yīng)突發(fā)性數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，因此，信道估計(jì)仍是目前學(xué)術(shù)界較難攻克的 難題之一。不需要在信息的 比特位上插入導(dǎo)頻信息，只需在接收端通過信息提取技術(shù)來獲得信道的估計(jì)值。通過信道估計(jì)算法，可以得到發(fā)送端與接收端無(wú)線信道的沖激響應(yīng)，使信道誤差最小化，最大程度保證原始信息無(wú)失真?zhèn)鬏敗? 表 32 MATLAB 環(huán)境下的系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置 仿真參數(shù) 數(shù)值 信 號(hào)長(zhǎng)度 (bit) 200 取樣間隔 (ns) 持續(xù)時(shí)間 (ns) 碼元周期 (ns) 22 信噪比 (dB) 5 訓(xùn)練序列長(zhǎng)度 (bit) 37 12 結(jié)合表 31，表 32 對(duì) OFDM四種信道特性的沖激響應(yīng)進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖 所示。梳狀導(dǎo)頻是在相同頻率、不同時(shí)間內(nèi)插入數(shù)比特導(dǎo)頻符號(hào)，并和信息一 同傳輸，其特點(diǎn)是具有更高的傳輸效率，適合于快衰落信道下的信道估計(jì)；塊狀導(dǎo)頻是在同一時(shí)間、不同頻率內(nèi)插入數(shù)比特導(dǎo)頻符號(hào)，由于頻點(diǎn)的不同，頻率選擇性衰落信道對(duì)這種導(dǎo)頻的設(shè)計(jì)方案不敏感，一般用于 LS、 MMSE算法 錯(cuò)誤 !未找到引用源。? ?12t S dNT f? ，即： 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 復(fù)雜度最低，主要用于低數(shù)據(jù)速率傳輸?shù)耐ㄐ畔到y(tǒng)中，它是 OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)算法的基礎(chǔ)。 的信道估計(jì)算法能夠在一定程度上消除 AWGN 和 ICI 對(duì)信號(hào)的影響。 線性最小均方誤差 (LMMSE)算法 LMMSE 信道估計(jì) 錯(cuò)誤 !未找到引用源。39?；?DFT 的信道估計(jì)的結(jié)構(gòu)圖如圖 所示 錯(cuò)誤 !未找到引用源。如圖 ： 表 33 OFDM 信道估計(jì)仿真參數(shù) 調(diào)制方式 BPSK 信道噪聲類型 AWGN 子載波間隔 (MHz) 導(dǎo)頻插入比 4(64 載波 )， 8(128 載波 ) 導(dǎo)頻數(shù) (個(gè) ) 16 碼元周期 (ns) 保護(hù)間隔 (ns) 子載波速率 (Baud/s) 320M 循環(huán)前綴周期 (ns) 第一組，子載波數(shù)為 64 的仿真對(duì)比圖： 22 2 4 6 8 10 12 14 16102101S N R ( d B )Symbol Error RateO F D M 系統(tǒng)無(wú)估計(jì) , L S , M M S E , L M M S E 和 D F T 算法的比較（ SER ） 無(wú)估計(jì)算法LS 算法M M S E 算法L M M S E 算法D F T 算法 圖 64 子載波下各估計(jì)算法誤碼率 (SER)比較 2 4 6 8 10 12 14 16102101100S N R ( d B )mean squared errorO F D M 系統(tǒng)無(wú)估計(jì) , L S , M M S E , L M M S E 和 D F T 算法的比較 ( M S E ) 無(wú)估計(jì)算法LS 算法M M S E 算法L M M S E 算法D F T 算法 圖 64 子載波下各估計(jì)算法均方誤差 (MSE)比較 第二組， 子載波數(shù)為 128 的仿真對(duì)比圖： 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20102101S N R ( d B )Symbol Error RateO F D M 系統(tǒng)無(wú)估計(jì) , L S , M M S E , L M M S E 和 D F T 算法的比較（ SER ） 無(wú)估計(jì)算法LS 算法M M S E 算法L M M S E 算法D F T 算法 圖 128 子載波下各估計(jì)算法誤碼率 (SER)比較 23 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20103102101100101S N R ( d B )mean squared errorO F D M 系統(tǒng)無(wú)估計(jì) , L S , M M S E , L M M S E 和 D F T 算法的比較 ( M S E ) 無(wú)估計(jì)算法LS 算法M M S E 算法L M M S E 算法D F T 算法 圖 128 子載波下各估計(jì)算法均方誤差 (MSE)比較 表 34 各算法在 64 子載波和 128 子載波下的誤碼率比較 估計(jì)算法 載波數(shù) 無(wú)估計(jì) LS 算法 MMSE 算法 LMMSE 算法 DFT 算法 64 128 表 35 各算法在 64 子載波和 128 子載波下的均方誤差比較 估計(jì)算法 載波數(shù) 無(wú)估計(jì) LS 算法 MMSE 算法 LMMSE 算法 DFT 算法 64 128 從以上各圖可以看出， LS 估計(jì)器算法簡(jiǎn)單，但存在著很高的誤碼率和均方誤差，該估計(jì)器一般用于理論研究，或低數(shù)據(jù)速率傳輸系統(tǒng)。 ：在算法中使用漢寧窗，加快帶外衰減。 圖 和圖 CM3 信道和 CM4 信道環(huán)境下的系統(tǒng)誤碼率曲線，由 圖 可得，相同誤碼率下，改進(jìn)算法的 SNR 較 DFT 算法有 4dB的提升，較 LS 算 法有 的提升；同樣，在 圖 中，相同誤碼率下，改進(jìn)算法的 SNR 較 DFT 算法有 的提升，較 LS 算法有 8dB 的提升。 clear all。 for m=1:2 s=s+(exp(j*pi*(1/N)*tau(m))* (( sin(pi*tau) / sin(pi*(1/N)*(tau(m)k)))))。%設(shè)置 SNR為 5dB No=fft(noise)。 %================= 求 H_mmse ===================% u=rand(N,N)。 end %================ 求 H_lmmse ===================% u=rand(N,N)。 33 end %============================= 生成隨機(jī)序列 =============================% for c=1:1000 X=zeros(N,N)。%加入復(fù)高斯白噪聲 noise=awgn(n1,SNR_send)。 end end %============== LS估計(jì)器的接收 ================% I=inv(Hls)* Y。 end end end ser_l(n)=error_count_l/128000。vk39。 semilogy(SNR,ser_mmse,39。)。OFDM系統(tǒng)無(wú)估計(jì) ,LS,MMSE,LMMSE和 DFT算法的比較 (SER))。LMMSE算法 39。DFT算法 39。無(wú)估計(jì)算法 39。SNR (dB)39。)。 axis([2,16,*,*1])。 ser_mmse(n)=error_count_mmse/64000。 else I(k)=1。 No=fft(noise)。 for i=1:N if (d(i)=) d(i)=+1。%DFT矩陣 I=eye(N,N)。%DFT矩陣 I=eye(N,N)。 %============================= 計(jì)算誤碼率 ================================% for n=1:8 SNR_send=2*n。 end G=g39。 d=rand(N,1)。 圖 是 LS、 DFT、改進(jìn) DFT 算法的均方誤差比較圖， 該圖直觀地反映了改進(jìn)算法在降低 MSE 的優(yōu)越性。 圖 改進(jìn)的 DFT 估計(jì)算法框圖 在信道估計(jì)時(shí)，先將頻域轉(zhuǎn)換為時(shí)域，使用漢寧 (Hanning)窗使帶外噪聲迅速衰減，然后補(bǔ)零達(dá)到循環(huán)前綴長(zhǎng)度，之后去窗再轉(zhuǎn)換到頻域。相對(duì)來說， LMMSE 的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜，誤碼率和均方誤差均滿足現(xiàn)代通信的要求。 圖 基于 DFT 信道估計(jì)結(jié)構(gòu) 圖 設(shè) OFDM 符號(hào)子信道數(shù)為 N，導(dǎo)頻插入比為 L，導(dǎo)頻子載波數(shù)為 M N L? ，20 信息子載波數(shù)為 NM? 。當(dāng)導(dǎo)頻信息的星座點(diǎn)等概出現(xiàn)時(shí)， W 可簡(jiǎn)化為： 39。 LS 估計(jì)在導(dǎo)頻處的表達(dá)式為： ? ? 11,? ?ar g m i nL S P P P L S P P P P PHH Y X H Y X H NX??? ? ? ? ? (321) P 為導(dǎo)頻信息的位置，在式 (321)中，噪聲分量均值為零，其協(xié)方差矩陣為： 1 1 2 2( ) ( )HN P P N P K PR E N X N X I?????????? (322) 22,NP??分別為噪聲方差和導(dǎo)頻信號(hào)功率， KPI 是 K階單位矩陣。 2e x p [ ] 0 , 1nkM nkM j n k MM?? ? ? ? ?錯(cuò)誤 !未找到引用源。假設(shè) ( ) ( , ) ( )y t x t h n t??，其中有用信息 (, )xth ， 0 1 1( , , , )TMh h h h ?? 是被估計(jì)的 M 維隨機(jī)參量， 噪聲 ()nt 是均值為 0，功率譜密度為 2on 的加性高斯白噪聲 (AWGN)，0 1 1( , , , )TMY Y Y Y ?? 是對(duì)接收信號(hào) ()yt 的 M 點(diǎn)抽樣。 為信號(hào)帶寬， tN 是在時(shí)間方向上的最小間隔。 時(shí) 間塊 狀 導(dǎo) 頻 O F D M 符 號(hào)頻率時(shí) 間梳 狀 導(dǎo) 頻 O F D M 符 號(hào)頻率導(dǎo) 頻數(shù) 據(jù) 圖 導(dǎo)頻信息的插入方式 14 在頻域抽樣定理中，信號(hào)的頻域抽樣對(duì)應(yīng)于時(shí)域的周期延拓，因此，必須要求時(shí)域下信號(hào)的周期延拓不產(chǎn)生混疊失真，以滿足頻域下信 號(hào)的復(fù)原。 信道估計(jì)方法 插入導(dǎo)頻法信道估計(jì) 前面提到，插入導(dǎo)頻法能夠在較低復(fù)雜度的情況下獲得較好的估計(jì)性能。 OFDM 系統(tǒng)也不例外，主要研究 Saleh 和 Valenzuela 提出的以下四種信道特性 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 (3)半盲信道估計(jì)。 常用的信道估計(jì)算法分類如下 錯(cuò)誤 !未找到引用源。也正因?yàn)樾盘?hào)的高速傳輸，要使接收端信號(hào)的誤碼率降低，必須對(duì)信道的傳輸特性進(jìn)行估計(jì)。信道編碼通常采用卷積嗎，編碼效率 1 2 2 3 3 4R ? 、 或 ,以對(duì)抗快衰落信道中的隨機(jī)錯(cuò)誤；對(duì)于突發(fā)差錯(cuò)，一 般采用交織深度為 20 的交織編碼。 OFDM 系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù) OFDM 之所以是優(yōu)秀的多載波調(diào)制方案，其原因不只是以上諸多優(yōu)點(diǎn)，還與如下關(guān)鍵技術(shù)有關(guān) 。 OFDM 技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)主要有： (1)由于 DSP 技術(shù)的飛速發(fā)展， OFDM 系統(tǒng)中各子信道的正交調(diào)制和解調(diào)可通過快速傅里葉變換 (FF