【正文】 .25 5 結(jié)論與展望 ................................................................................................30 參考文獻 .......................................................................... 錯誤 !未定義書簽。例如 1999年到 20xx年期間， 清華大學成功研發(fā)出 DMBT數(shù)字電視傳輸系統(tǒng) ；歐共體研發(fā)的數(shù)字視頻地面廣播 (DVBT)錯誤 !未找到引用源。 。 2 OFDM 系統(tǒng) 簡介 單載波 通信 與多載波通信 單載波通信系統(tǒng) 就是用信息調(diào)制單一載波 ，接收端采用與發(fā)射端相同的載波進行解調(diào) 的通信系統(tǒng)。 與 單載波系統(tǒng) 相比，多載波系統(tǒng)具有的明顯優(yōu)勢是，能夠 很好地對抗頻率選擇性衰落。 。 串 /并 轉(zhuǎn)換主要是將 串行傳輸?shù)?高速數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成并行傳輸?shù)?多路 低速子數(shù)據(jù)流，從而延長符號周期，將快衰落信道轉(zhuǎn)換成平坦衰落信道， 減小符號間干擾 。 (3)通過編碼技術可以解決系統(tǒng)的隨機錯誤，交織技術可解決突發(fā)錯誤，OFDM 系統(tǒng)通過編碼與交織，能很好地提高系統(tǒng)的誤碼性能。頻分多址，時分多址，碼分多址等 在配合正交頻分復用技術 使用 時， 更應注意對定時同步與頻偏的控制。 降低峰值平 均功率比 (PAPR) 在時域中，正交頻分復用信號是 N 路子載波信號的疊加。 9 3 OFDM 信道估計及其 性能 仿真 信道估計概述 所謂信道估計，就是描述物理信道對輸入信號的影響 而進行定性研 究的過程， 換句話說 ，信道估計就是估計發(fā)送天線到接收天線之間的無線信道的頻率響應 錯誤 !未找到引用源。 在發(fā)送端信號的 某些比特位上插入合適長度的導頻信息，在接收端根據(jù)這些導頻信息，按照某種估計準則對信道進行估計。其優(yōu)勢不如導頻輔助信道估計，但彌補了盲信道估計的不足。 表 31 給出了四種信道模型的 參數(shù)對比 情況 。 根據(jù) 正交頻分復用系統(tǒng)組成原理 ， 導頻的插入可以在時域進行，也可以在頻域進行。 在時域抽樣定理中 ， 抽樣頻率 應 滿足： ? ?12t S dNT f? ，即： 12tdSN fT? （ 32） 其中 df 為信號帶寬， tN 是在時間方向上的最小間隔。下面要做的工作就是根據(jù) Y對信道的沖激響應進行估計。 線性最小均方 誤差 (LMMSE)算法 LMMSE 信道估計 錯誤 !未找到引用源。39?；?DFT 的信道估計的 結(jié)構(gòu) 圖如圖 所示 錯誤 !未找到引用源。如圖 ： 表 33 OFDM 信道估計仿真參數(shù) 調(diào)制方式 BPSK 信道噪聲類型 AWGN 子載波間隔 (MHz) 導頻插入比 4(64 載波 )， 8(128 載波 ) 導頻數(shù) (個 ) 16 碼元周期 (ns) 保護間隔 (ns) 子載波速率 (Baud/s) 320M 循環(huán)前綴周期 (ns) 第一組，子載波數(shù)為 64 的仿真對比圖： 2 4 6 8 10 12 14 16102101S N R ( d B )Symbol Error RateO F D M 系統(tǒng)無估計 , L S , M M S E , L M M S E 和 D F T 算法的比較（ SER ） 無估計算法LS 算法M M S E 算法L M M S E 算法D F T 算法 圖 64 子載波下 各 估計算法誤碼率 (SER)比較 22 2 4 6 8 10 12 14 16102101100S N R ( d B )mean squared errorO F D M 系統(tǒng)無估計 , L S , M M S E , L M M S E 和 D F T 算法的比較 ( M S E ) 無估計算法LS 算法M M S E 算法L M M S E 算法D F T 算法 圖 64 子載波下 各估計算法均方誤差 (MSE)比較 第二組， 子載波數(shù)為 128 的仿真對比圖： 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20102101S N R ( d B )Symbol Error RateO F D M 系統(tǒng)無估計 , L S , M M S E , L M M S E 和 D F T 算法的比較（ SER ） 無估計算法LS 算法M M S E 算法L M M S E 算法D F T 算法 圖 128 子載波下 各估計算法誤碼率 (SER)比較 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20103102101100101S N R ( d B )mean squared errorO F D M 系統(tǒng)無估計 , L S , M M S E , L M M S E 和 D F T 算法的比較 ( M S E ) 無估計算法LS 算法M M S E 算法L M M S E 算法D F T 算法 圖 128 子載波下 各估計算法均方誤差 (MSE)比較 23 表 34 各算法在 64 子載波和 128 子載波下的誤碼率比較 估計算法 載波數(shù) 無估計 LS 算法 MMSE 算法 LMMSE 算法 DFT 算法 64 128 表 35 各算法在 64 子載波和 128 子載波下的均方誤差比較 估計算法 載波數(shù) 無估計 LS 算法 MMSE 算法 LMMSE 算法 DFT 算法 64 128 從 以上各圖 可以看出， LS 估計器 算法 簡單，但存在著很高的 誤碼率 和 均方誤差 ， 該估計器一般用于理論研究 ，或低數(shù)據(jù)速率傳輸系統(tǒng)。 ：在算法中使用漢寧窗，加快帶外衰減。 圖 和圖 CM3 信道和 CM4 信道環(huán)境下的系統(tǒng)誤碼率曲線，由 圖 可得，相同 誤碼 30 率 下，改進算法的 SNR 較 DFT 算 法有 4dB的提升，較 LS 算法有 的提升；同樣，在 圖 中，相同 誤碼率 下，改進算法的 SNR 較 DFT 算法有 的提升，較 LS 算法有 8dB 的提升 。 clear all。 for m=1:2 s=s+(exp(j*pi*(1/N)*tau(m))* (( sin(pi*tau) / sin(pi*(1/N)*(tau(m)k)))))。%設置 SNR為 5dB No=fft(noise)。 %================= 求 H_mmse ===================% u=rand(N,N)。 end %================ 求 H_lmmse ===================% u=rand(N,N)。 end %============================= 生成隨機序列 =============================% for c=1:1000 X=zeros(N,N)。%加入復高斯白噪聲 noise=awgn(n1,SNR_send)。 end end %============== LS估計器的接收 ================% I=inv(Hls)* Y。 end end end ser_l(n)=error_count_l/128000。vk39。 semilogy(SNR,ser_mmse,39。)。OFDM系統(tǒng)無估計 ,LS,MMSE,LMMSE和 DFT算法的比較 (SER))。LMMSE算法 39。DFT算法 39。無估計算法 39。SNR (dB)39。)。 axis([2,16,*,*1])。 ser_mmse(n)=error_count_mmse/64000。 else I(k)=1。 No=fft(noise)。 for i=1:N if (d(i)=) d(i)=+1。%DFT矩陣 I=eye(N,N)。%DFT矩陣 I=eye(N,N)。 %============================= 計算誤碼率 ================================% for n=1:8 SNR_send=2*n。 end G=g39。 d=rand(N,1)。 圖 是 LS、 DFT、改進 DFT 算法的 均方誤差 比較圖 ， 該 圖直觀地反映了改進算法在降低 MSE 的優(yōu)越性。 圖 改進的 DFT 估計算法 框圖 在信道估計時，先將頻域轉(zhuǎn)換為時域， 使用 漢寧 (Hanning)窗 使帶外噪聲迅速衰減 ， 然后補零達到循環(huán)前綴長度，之后去窗再轉(zhuǎn)換到頻域 。相對來說， LMMSE 的實現(xiàn) 復雜 ， 誤碼率和均方誤差 均滿足現(xiàn)代通信的要求。 圖 基 于 DFT 信道估計結(jié)構(gòu)圖 設 OFDM 符號子信道數(shù) 為 N， 導頻插入比為 L， 導頻子載波 數(shù)為 M N L? ，信息子載波 數(shù)為 NM? 。當導頻信息 的星座點 等概出現(xiàn) 時， W 可簡化為： 39。 LS 估計 在導頻處的表達式為 ： ? ? 11,? ?ar g m i nL S P P P L S P P P P PHH Y X H Y X H NX??? ? ? ? ? (321) P 為導頻信息 的位置，在式 (321)中，噪聲分量均值為零，其協(xié)方差矩陣為： 1 1 2 2( ) ( )HN P P N P K PR E N X N X I?????????? (322) 22,NP??分別為噪聲方差和導頻信號功率， KPI 是 K階單位矩陣。 圖 LS 估計器結(jié)構(gòu) 圖 可見 對于最小平方估計器， 只需知道接收樣本 Y 的信息 即可 ， 因此 硬件實現(xiàn)簡單， 這也是該算法的優(yōu)勢所在。 為滿足優(yōu)良的信道傳輸特性，時域抽樣 點數(shù)應和 和頻域抽樣 點數(shù)近似相等 ，即 ： m a x12d t c f df T N f N f T??? (34) 綜上所述，根據(jù)已知的導頻信息 ，便可獲得信道在導頻位置的傳輸特性，進而獲得整個信道的傳輸特性 。常見的插入方式有 梳 狀導頻和 塊狀導頻，前者對應于瑞利衰落信道，后者對應于慢衰落 信道，導頻圖案如圖 所示。 表 31 OFDM 信道 參數(shù) 信道模型 CM1 CM2 CM3 CM4 10dB 多徑數(shù) 總能量 85%多徑數(shù) 平均附加時延 信道能量平均值 /dB (1 )ns? ? 1dB? 2 dB? x dB? 4 5 5 4 (1 )ns? ? RMS 延擴展 /ns 6 7 14 23 信道能量標準差 /dB 其中參數(shù) 的 含義如下： ? 指 簇到達速率， ? 指 簇功率衰減因子， 12,??指簇與簇內(nèi)多徑幅度在對數(shù)正態(tài)分布下標準差， ? 指多徑功率衰減因子 。在正交頻分復用系統(tǒng)中，一般情況下都采用 此類 信道估計算法。但是由于引入了輔助信息 ， 浪費了帶寬，降低了頻譜利用率。 無線通信系統(tǒng)受周圍環(huán)境的影響較大，建筑物，河流，山脈，森林等對電磁波的吸收較強，加之反射與衍射、多徑衰落對信號的影響，到達接收端的信號，幅值和相位可能發(fā)生畸變，難以進行 識別 。盡管 N 路信號同時出現(xiàn)峰值是低概率事件，但為了 滿足接收端信號的完好無損， 發(fā)送端 要求 高功率放大器 (HPA)具有很大的線性 范圍，這將降低發(fā)射機的 工作效率 。在下行鏈路中，基站通過廣播控制信道 (BCCH)向各移動臺發(fā)送同步信號；在上行鏈路中，為保證各信道的正交 性，到達基站的各移動臺信號也必須保持同步。 OFDM 技術的缺點主要有： (1)存在一定概率的 PAPR。用循環(huán)前綴來填充保護間隔， 只要保護間隔長度大于信道的最大時延擴展，信道便仍然正交，這樣便可進一步降低 ISI 和 ICI 的影響。 在實際應用中，一般采用等效基帶信號