【正文】 究信道估計技術意義重大 錯誤 !未找到引用源。 第五章是本文的總結與展望。 。 表 21 單載波和多載波系統(tǒng)參數(shù)比較 傳輸方式系統(tǒng)參數(shù) 單載波 多載波 符號時間 STM ST 速率 SMT 1ST 總頻帶寬度 2 SMT? 2 1 (2 )SSM T M T? ? ? ? ISI 敏感度 敏感 較不敏感 5 OFDM 基本原理 OFDM 屬于多載波調(diào)制方案之一，它的基本原理是：將高速傳輸?shù)拇袛?shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成若干個并行傳輸?shù)牡退僮訑?shù)據(jù)流，然后用這些子數(shù)據(jù)流去調(diào)制相互正交的子載波，從而構成多個低速比特流并行傳輸?shù)南到y(tǒng) 錯誤 !未找到引用源。其中，上半部分是 OFDM 的發(fā)送端，下半部分是 OFDM的接收端，中間的信道是典型的瑞利衰落信道，信道中的噪聲是 AWGN。 (2)現(xiàn)代數(shù)據(jù)通信業(yè)務一般存在非對稱性， OFDM 系統(tǒng)可通過調(diào)制不同的子載波來獲得相應的信息傳輸速率，從而滿足現(xiàn)代通信的需求。 時域與頻域同步技術 前文提到， OFDM 系統(tǒng)對定時同步有很高的精度要求，且易受頻偏影響。信道編碼與交織編碼結合使用，使得通信系統(tǒng)具有較強的檢錯與糾錯能力，從而提高了通信系統(tǒng)的可靠性。因此，設計好的信道估計器是 OFDM 系統(tǒng)必不可少的環(huán)節(jié)。 ： (1)基于導頻信息的信道估計。對導頻輔助信道估計和盲信道估計進行折中處理，便得到半盲信道估計。 ： CM1 信道：發(fā)射機與接收機之間的距離在 4m 以內(nèi)，在視距范圍內(nèi)； CM2 信道：發(fā)射機與接收機之間的距離在 4m 以內(nèi)，不在視距范圍內(nèi)； CM3 信道：發(fā)射機與接收機之間的距離在 4～ 10m，不在視距范圍內(nèi)； CM4 信道：發(fā)射機與接收機之間的距離在 4～ 10m，不在視距范圍內(nèi)，代表11 了均方根時延達到 25ns極端多徑信道環(huán)境。導頻信號不能任意選擇，而是要根據(jù)具體環(huán)境選擇導頻的結構和數(shù)量。轉(zhuǎn)化為公式即為： ? ?max1 fcNf ???。對式 (31)和式 (32)向上取整，便可得到一幀中所包含的導頻符號總數(shù)： 錯誤 !未找到引用源。下面要做的工作就是根據(jù) Y對信道的沖激響應進行估計。 (316) 在提取導頻信息后，信道的沖激響應可表示為： 錯誤 !未找到引用源。 LMMSE信道估計的代價函數(shù)： 19 ? ?2,? ?a r g m i nL M M S E P P P L M M S E PNH Y X H?? (323) 由此可以得到 LMMSE信道估計準則下的信道特性： 39。 39。 ()PHk經(jīng)傅里葉逆變換后得到的導頻信道響應 ()Phn為： 1012( ) ( ) e x p 0 , 1 , 2 , 1Mppkh n H k j n k n MMM?????? ? ?????? ， … … ， (326) 為降低 AWGN對信號的影響，對 ()Phn進行補零 ： ( ) , 0 , 1 , 1() 0 , , 1 , 1PN h n n Mhn n M M N???? ? ? ? ?? … ， … , (327) ()NHk為 ()Nhn的 N 點 FFT變換，即 102( ) ( ) e x p , 0 , 1 , 1NNNnH k h n j n k k NN?????? ? ? ?????? … , (328) 將式 (326)、式 (327)帶入式 (328)可得 101011001100102( ) ( ) e x p2( ) e x p1 2 2( ) e x p e x p( ) 2e x p ( )()( , )NNNnMPnMMpnmMMPmnMPmH k h n j n kNh n j n kNH m j n m j n kM M NH m Nj m k nM N MHmS m kM????????????????????????????????????? ? ? ? ?? ? ???? ? ? ?? ? ? ??????????????????? (329) 其中 10e x p ( ) s i n ( )2( , ) e x p ( )e x p ( ) s i n ( )MnN N N Nj m k j m kN M M M MS m k j m k nN N NNM j m k N j m kM M M?????? ? ? ???? ? ? ??? ? ? ? ?? ? ???? ? ? ??? ? ? ? ?? ? ? ?? (330) 當 1012( ) ( ) e x p , 0 , 1 , 1NNNkh n H k j k n n NNN?????? ? ?????? … ，時， 1( ) ( )NPH k H mM? ；當21 NmkM ? ， ()NHk為 ()PHm的線性插值。如在 圖 中，相同誤碼率時 LMMSE的 SNR 較LS 有 4dB 的提升； 在圖 中，相同均方誤差時 LMMSE的 SNR較 LS 有 的提升。主要步驟如下： 對 MH 進行 M 點離散傅里葉逆變換，得到： 1012( ) ( ) e x p , 0 , 1 , 1MMMkh n H k j k n n MMM?????? ? ?????? … , (41) 用漢 寧 (Hanning)窗對信號進行處理，即： 2( ) 0 .5 0 .5 c o s ( ) , 0 , 1 , 11M nd n n MM ?? ? ? ?? … , (42) ( ) ( ) , 0 , 1 , 1dM M Mh h n d n n M?? ? ?… ， (43) 其中式 (42)為漢寧窗的表達式。由圖可得，當 SNR 均為 6dB 時，改進 DFT算法的均方誤差較傳統(tǒng) DFT 算法有了 的提升，較 LS 算法有 的提升。 for i=1:N if (d(i)=) d(i)=1。%信道向量 H=fft(G)。 error_count_l=0。 Rgy=Rgg * F39。 for i=1:N Hsmmse(i,i)=H_smmse(i)。 else d(i)=1。 Y=XFG+No。 34 end end for k=1:N if (I(k)~=d(k)) error_count_ls=error_count_ls+1。 ser_smmse(n)=error_count_smmse/128000。 grid on。 semilogy(SNR,ser_smmse,39。)。,39。)。,39。 title(39。pk39。)。 %=================================== 作圖 ===============================% semilogy(SNR,ser_l,39。 end end for k=1:N if(I(k)~=d(k)) error_count_dft=error_count_dft+1。 end end for k=1:N if (I(k)~=d(k)) error_count_l=error_count_l+1。 n1=n1*。 for i=1:N Hdft(i,i)=H_dft(i)。 for i=1:N Hmmse(i,i)=H_mmse(i)。 error_count_dft=0。%加入復高斯白噪聲 noise=zero(n1,5)。 for k=1:N s=0。 31 5 結論與展望 答 謝 部分程序： clc。CM2 信道環(huán)境傳輸后系統(tǒng)的誤碼率曲線如 圖 所示，同樣地，即使是在非視距環(huán)境下，改進算法能夠?qū)⑾到y(tǒng)誤碼率降到最低。 4 改進的 DFT 算法及其性能仿真 算法簡介 由第 ，基于 DFT 的信道估計算法雖然復雜度不高，但估計性能并不是最優(yōu)的，在此對其做進一步的改進 錯誤 !未找到引用源。 對無估計、 LS、 MMSE、 LMMSE 以及 DFT估計算法的誤碼率 (SER)、均方誤差 (MSE)進行仿真。基于 DFT 的信道估計算法的基本思想是：先對信號進行 LS 估計，然后將頻域經(jīng)快速傅里葉逆變換轉(zhuǎn)換到時域，使信道能量集中在相對較少的采樣點上，之后進行補零操作來降低 AWGN 對信號的影響，最后經(jīng)快速傅里葉變換將時域轉(zhuǎn)換到頻域，從而估計信道的沖激響應。HHR是信息和導頻間的互相關矩陣，大小為 NP? ,39。 根據(jù)式 (319)可以得到 MMSE信道估計器結構圖 : 圖 MMSE 信道估計器結構圖 MMSE 估計算法具有優(yōu)良的估計性能，如低誤碼率和均方誤差 ,但算法復雜度高，計算量大，硬件電路實現(xiàn)困難，從而阻礙了它的應用。 最小均方誤差估計 (MMSE) 相比于 LS 算法，基于最小均方誤差準則 錯誤 !未找到引用源。 15 最小平方 (LS)算法 基于最小平方 (LS)準則的信道估計算法 錯誤 !未找到引用源。 在時域抽樣定理中，抽樣頻率應滿足： 錯誤 !未找到引用源。常見的插入方式有梳狀導頻和塊狀導頻，前者對應于瑞利衰落信道，后者對應于慢衰落信道，導頻圖案如圖 所示。 指簇與簇內(nèi)多徑幅度在對數(shù)正態(tài)分布下標準差， ? 指多徑功率衰減因子。 信道估計的目的 信道估計是進行同步檢波與均衡的基礎。 (2)盲信道估計。為了提高通信的抗干擾性能，必須對發(fā)射機和接收機之間的無線信道進行估計，以滿足信號的無失真?zhèn)鬏?。因此，人們提出諸如限幅類技術，編碼類技術和概率類技術來降低 PAPR 錯誤 !未找到引用源。 信道估計 在正交頻分復用系統(tǒng)中，信道估計器的 設計主要考慮以下兩方面的因素：一是算法簡單、硬件實現(xiàn)容易且估計性能優(yōu)良的估計器的設計；二是導頻圖案的選擇，無線信道一般是多徑衰落信道，為提高通信可靠性，需要不8 斷地發(fā)送導頻信息來跟蹤無線信道。高峰均比信號通過功率放大器時，為防止信號畸變，功放必須具有較大的線性范圍，這將降低功率放大器的工作效率。載波調(diào)制是為了使信號6 適合信道傳輸。 10( 2 ) e x p 2 ( ) ,()0,Mi s S s s s Si Ss s Sid r e c t t t T j t t t t t t TTstt t t t T???? ??? ? ? ? ? ? ?? ??? ? ??? ? ? ???或 (21) 其中， M為子載波數(shù)， ST 為 OFDM碼元周期， ( 0,1, )idi? … ,M1是第 i 個子信道的數(shù)據(jù)流， st 是 OFDM 符號開始的時刻。 圖 多載波調(diào)制原理方框圖 單載波與多載波存著在諸多不同的系統(tǒng)參數(shù)，如符號時間，總頻帶寬度等。但是，使用單載波系統(tǒng)傳輸高速的寬帶業(yè)務，均衡算法中抽頭系數(shù)大，訓練序列多，這使得算法非常復雜，收斂速度也變得緩慢，因此必 然會存在由于時延擴展而造成的碼間干擾。 第二章簡要介紹了快衰落信道下 OFDM 系統(tǒng)組成原理，包括串 /并轉(zhuǎn)換，數(shù)據(jù)調(diào)制，離散傅里葉變換，循環(huán)前綴等內(nèi)容，然后介紹了 OFDM 系統(tǒng)的優(yōu)缺點及關鍵技術。為了更好地適應信道傳輸，發(fā)送端通常采用調(diào)制技術；2