王興亮數字通信原理-在線瀏覽
2025-04-02 12:46本頁面
【正文】 譜特性 ?（ a） (b)第 2 章模擬信號的調制與解調 2. 移相法產生單邊帶信號 ?任一調制基帶信號，可用 n個余弦信號之和來表示， 經雙邊帶調制 則得到 USB信號 則得到 LSB信號 后得到的。把上、下邊帶信號合并起來， (311)式中， “ ＋ ” 號表示下邊帶。第 2 章模擬信號的調制與解調 圖 2－ 7 相移法產生單邊帶信號原理圖 那么，殘留邊帶就是解決這種問題一個折衷的辦法。第 2 章模擬信號的調制與解調 圖 2－ 8 調制信號、 DSB、 SSB和 VSB信號的頻譜 (c)殘留邊帶濾波器的互補對稱性 ωc附近具有滾降特性，如圖 29(b)所示，而且要求這段特性對于 |ωc|上半幅度點呈現奇對稱，即互補對稱特性。 在邊帶范圍內其他各處的傳輸特性應當是平坦的。|ω |≤ ω m12) 設調制信號 x(t)的頻譜為 X(ω)，沖激響應 h(t)的濾波器特性為 H(ω)，則其輸出已調信號的時域和頻域表示式為 第 2 章模擬信號的調制與解調 另一種形式的時域表示式， 式中， sI(t)和sQ(t)分別稱為同相分量幅度和正交分量幅度。這個模型適用于所有線性調制。第 2 章模擬信號的調制與解調 2. 模擬線性調制相干解調的一般模型 調制過程是一個頻譜搬移的過程，它是將低頻信號的頻譜搬到載頻位置；解調是調制的反過程，它是將已調信號的頻譜中位于載頻的信號頻譜再搬回到低頻上來。 為了不失真地恢復出原始信號，要求相干解調的本地載波和發(fā)送載波必須相干或者同步，即要求本地載波和接收信號的載波同頻和同相。這時相干解調的輸入信號為 得 第 2 章模擬信號的調制與解調 線性調制系統的抗噪聲性能 1. 分析模型 加性噪聲通常指接收到的已調信號疊加上一個干擾，而加性噪聲中的起伏噪聲對已調信號造成連續(xù)的影響。第 2 章模擬信號的調制與解調 圖 213中， sc(t)為已調信號， n(t)為信道疊加的高斯白噪聲，經過帶通濾波器后到達解調器輸入端的有用信號為 si(t)，噪聲為ni(t)，解調器輸出的有用信號為 so(t)，噪聲為 no(t)。帶通濾波器是高度為 帶寬為 B的理想矩形函數，則解調器的輸入噪聲功率為 第 2 章模擬信號的調制與解調 ? 帶通濾波器帶寬遠小于中心頻率 ωc時，可視帶通濾波器為窄帶濾波器，平穩(wěn)高斯白噪聲通過窄帶濾波器后，可得到平穩(wěn)高斯窄帶噪聲。其表示式為 21） （ 2–第 2 章模擬信號的調制與解調 其中 ni(t)、 nI(t)和 nQ(t)的均值均為零，但平均功率不為零且具有相同值，即 ? 23)? 當然，也有對應的輸入信噪比， 第 2 章模擬信號的調制與解調 為了便于衡量同類調制系統采用不同解調器時輸入信噪比的影響，還可用輸出信噪比和輸入信噪比的比值 G來度量解調器的抗噪聲信能， 定義為 25)? 輸入信號與噪聲分別為由相干解調的一般模型可知，經低通濾波器輸出后的信號與原始信號成正比例關系。解調器輸出端的有用信號功率為 ? 因此，解調器最終的輸出噪聲為 (2(228)帶寬 B=2fm。第 2 章模擬信號的調制與解調 解調器輸入信號平均功率為 第 2 章模擬信號的調制與解調 于是調制制度增益為 上式說明， DSB調制系統的調制制度增益為 2， DSB調制使系統信噪比改善了一倍。第 2 章模擬信號的調制與解調 在 SSB相干解調中，與 DSB相比較，所不同的是 SSB解調器之前的帶通濾波器的帶寬是 DSB帶寬的一半，即 B=fm。(233)輸出信噪比為(234)? (2這里 GSSB=1并不說明 DSB抗噪聲性能好于 SSB。如果我們在相同的輸入信號功率 Si、相同輸入噪聲功率譜密度 n0、相同基帶信號寬帶 fm條件下，對這兩種調制方式作比較，可以發(fā)現它們的輸出信噪比是相等的。 相干解調時? AM? 調制系統的性能分析與前面幾個的分析方法相同， 在此無需贅述。 ? 設包絡檢波器的輸入信號為 36) 第 2 章模擬信號的調制與解調 圖 214 AM包絡檢波抗噪聲性能分析模型第 2 章模擬信號的調制與解調 輸入噪聲為 包絡檢波器輸入端的信噪比為 ? –當包絡檢波器輸入端的信號是有用信號和噪聲的混合波形時， 第 2 章模擬信號的調制與解調 其中 ,(239)(240)實際上，檢波器輸出的有用信號與噪聲混合在一起，無法完全分開，因此， 計算輸出信噪比十分困難。 即 (2由于 A0被電容器阻隔，有用信號與噪聲獨立分成兩項，可類似前面的分析方法進行。(242)(243)由于 A0 即 (244)其中 只有受 cosθ(t)調制的 x(t)cosθ(t)項，由于 cosθ(t)是隨機噪聲，因而 x(t)被噪聲擾亂， x(t)cosθ(t)仍然被視為噪聲。信號不能
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