【正文】 的售價。如果結(jié)合飛速發(fā)展的單片機技術，可以研究出低成本的光伏并網(wǎng)發(fā)電控制器，適合小容量的光伏發(fā)電廠的應用。這樣就可以可以靈活應用再各種場合。目前所利用的的能源主要是化石能源，而石油、煤炭等化石資源是重要的不可再生的化工原料，不該作為燃料耗盡；另外，正由于化石燃料的利用，釋放了大量的SO2和CO2，SO2會引起酸雨，影響農(nóng)作物，侵蝕建筑物；大量的CO2加劇了全球的溫室效應，使得全球溫度升高，破壞生態(tài)系統(tǒng)，惡化人類生活環(huán)境。可再生能源有，比如太陽能、風能、燃料電池、潮汐能、生物能、地熱能等等。據(jù)統(tǒng)計，到2010年。至于光伏發(fā)電成本何時能降到與常規(guī)能源發(fā)電成本相當，各國給出的預期有所不同?？傊?，隨著光伏發(fā)電成本的下降，實現(xiàn)平價上網(wǎng)已經(jīng)為期不遠了。其中，歐洲市場約占79%，%%。截止到2009年年底。截止到2009年底，我國光伏發(fā)電累計裝機容量也只有300MW。因此，研究光伏發(fā)電并網(wǎng)技術具有廣闊的前景和實際的經(jīng)濟價值。通常情況下對的影響很小可忽略 則單元太陽能電池的IV方程為： (11)其中， 為二極管的反向飽和電流， 為太陽能電池的溫度；A為二極管因子。因此在一般性的分析中 ， 項可以忽略。 光伏發(fā)電并網(wǎng)功率變換技術太陽能功率變換器，電路拓撲的選擇相當重要，因為電路拓撲主要關系著效率、成本、安全以及可靠性。 (a)多方陣組合式 （b）多方陣協(xié)作式多方陣組合式拓撲：由若干個太陽能電池方陣經(jīng)過各自的DCDC環(huán)節(jié)輸出到同一條直流母線上，作為同一個逆變器的輸入。多方陣協(xié)作式也稱作主仆式，此拓撲由若干多個太陽能電池方陣，并要求光伏方陣安裝于同一傾斜面，要求每個子方陣具有相同的功率和電壓的組件串并聯(lián)，多個逆變器并聯(lián)運行。當日落時，群控器發(fā)出命令，逐臺退出逆變器。這樣可最大限度地降低逆變器低負載時的損耗；同時由于逆變器輪流投入，不需要時不投運，從而大大延長了逆變器的使用壽命。從而大大增加系統(tǒng)的運行可靠性。光伏發(fā)電變換器主要用于長期發(fā)電，因此效率也是一個相當重要的性能指光伏發(fā)電變換器不可能像一般電源系統(tǒng)那樣把最高效率點設計工作在某一個工作點，于是定義了“歐洲效率”來評估光伏發(fā)電變換器轉(zhuǎn)換器的效率： =+++++ ()其中為在額定功率的xy％時變換器的效率。多級式變換器必然帶來多次的能量損耗，變壓器的存在也加大的損耗，在低功率時對效率的影響更大，于是電路拓撲朝著單級無隔離式發(fā)展。對于這兩個影響的嚴重性，學術界爭論一直沒停止過，介于此危害的可能性，歐洲一些國家（如英國和意大利）明確禁用無變壓器隔離的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，然而一些研究表明無變壓器隔離而引起的影響是可以忽略不計的也不會導致危險，不過還是推薦：電容電流不要超過“危險電流”(大約10mA)。其中主要集中在最大功率點跟蹤（MPPT）、并網(wǎng)控制技術、并網(wǎng)功率因數(shù)矯正、市電并聯(lián)控制、孤島效應偵測與保護技術等。雖然，目前已經(jīng)有產(chǎn)品應用到實際，但是還有許多問題有待完善。因此MPPT控制對并網(wǎng)發(fā)電的效率影響很大。鑒于以上，本文的研究主要在MPPT控制、逆變并網(wǎng)和保護技術上。設計過程中最關鍵的兩個部分：系統(tǒng)硬件的設計和控制軟件的編寫。（1）硬件問題逆變并網(wǎng)控制電路主要有4大部分，即SPWM發(fā)生器、逆變電路、頻率與相位檢測電路和保護反饋模塊。逆變電路采用全橋逆變電路。保護反饋模塊用AD采樣反饋來進行控制。因為所有的控制都是基于數(shù)字控制。其中SPWM發(fā)生實時性要求高，為了避免輸出頻率誤差太大，它的中斷優(yōu)先級應該最高。硬件設計是通過對設計要求的分析，對各種元器件的了解，而得出分立元件與集成塊的某些連接方法，以達到設計的功能要求。它包括對各種元器件的功能和接法的了解，以及對各種元器件的選擇和設計方案的選擇。 本次設計的具體要求隨著能源危機的進一步加劇和光伏系統(tǒng)并網(wǎng)發(fā)電成本的持續(xù)降低，光伏并網(wǎng)發(fā)電技術應用越來越廣泛，設計并制作一個48伏直流電并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置。（3） 具有頻率跟蹤功能：當fREF在給定范圍內(nèi)變化時，使uF的頻率fF=fREF，相對偏差絕對值不大于1%。（5） 當RS=RL=30Ω時，輸出電壓uo的失真度THD≤5%。）V。）A。為此，最基本的電路應該包括逆變和升壓兩部分。因此，在設計方案時主要考慮逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)（）。而方案二把升壓和逆變分開來控制，需要額外增加一個高頻變壓器。在效率上而言，高頻升壓變壓器的效率一般可達90%以上，而工頻升壓器則看其容量而定，大容量的可達90%以上，小容量的則只有50%左右。綜上所述，選取方案一。其控制目標是：控制逆變電路輸出的交流電流為穩(wěn)定的高質(zhì)量的正弦波，光伏發(fā)電并網(wǎng)控制與常規(guī)的逆變器控制不同的是：（1） 逆變器的輸出端連接電網(wǎng)，電網(wǎng)是一個擾動量；（2） 作為被控量的并網(wǎng)電流必須與電網(wǎng)同頻同相。因此，在這里提出了如圖6所示的控制框圖。微處理器。（3） 兩個具有獨立預分頻器和比較器功能的8 位定時器/計數(shù)器和一個具有預分頻器、比較功能和捕捉功能的16 位定時器/計數(shù)器。（5） 四通道PWM。（7） 片內(nèi)/片外中斷源（8） 工作電壓:ATmega16L： ；ATmega16： 。（1） 中斷介紹 單片機的中斷源向量號程序地址中斷源中斷定義1$000RESET外部引腳電平引發(fā)的復位，上電復位，掉電檢測復位，看門狗復位，以及JTAG AVR 復位2$002INT0外部中斷請求03$004INT1外部中斷請求14$006TIMER2 COMP定時器/計數(shù)器2 比較匹配5$008IMER2 OVF定時器/計數(shù)器2 溢出6$00ATIMER1 CAPT定時器/計數(shù)器1事件捕捉7$00CTIMER1 COMPA定時器/計數(shù)器1比較匹配 A8$00ETIMER1 COMPB定時器/計數(shù)器1比較匹配 B9$010TIMER0 OVF定時器/計數(shù)器0 溢出10$012TIMER1 OVF定時器/計數(shù)器1 溢出11$014SPI, STCSPI串行傳輸結(jié)束12$016USART, RXCUSART， Rx 結(jié)束13$018USART, UDREUSART數(shù)據(jù)寄存器空14$01AUSART, TXCUSART， Tx 結(jié)束15$01CADCADC轉(zhuǎn)換結(jié)束16$01EEE_RDYEEPROM 就緒17$020ANA_COMP模擬比較器18$022TWI兩線串行接口19$024INT2外部中斷請求220$026TIMER0 COMP定時器/計數(shù)器0 比較匹配21$028SPM_RDY保存程序存儲器內(nèi)容就緒外部中斷使用說明：外部中斷通過引腳INT0、INT1與 INT2 觸發(fā)。這個特點可以用來產(chǎn)生軟件中斷。當外部中斷使能并且配置為電平觸發(fā)( INT0/INT1)，只要引腳電平為低，中斷就會產(chǎn)生。（更多的資料參考Atmage16使用說明）（2）定時器說明：Atmage16的8位和16為定時器都具有PWM功能。下面著重介紹16為定時器的使用。我們需要的是普通模式和相位與頻率修正模式。在此模式下計數(shù)器不停地累加。在TCNT1為零的同一個定時器時鐘里T/C溢出標志TOV1置位。但由于定時器中斷服務程序能夠自動清零TOV1，因此可以通過軟件提高定時器的分辨率。在普通模式下輸入捕捉單元很容易使用。如果事件間隔太長，必須使用定時器溢出中斷或預分頻器來擴展輸入捕捉單元的分辨率。但是不推薦在普通模式下利用輸出比較來產(chǎn)生波形，因為會占用太多的 CPU 時間。與相位修正模式類似，相頻修正 PWM 模式基于雙斜坡操作。在一般的比較輸出模式下，當計時器往TOP計數(shù)時若TCNT1與OCR1x匹配，OC1x將清零為低電平；而在計時器往BOTTOM計數(shù)時TCNT1與OCR1x匹配，OC1x將置位為高電平。與單斜坡操作相比，雙斜坡操作可獲得的最大頻率要小。相頻修正修正 PWM 模式與相位修正 PWM 模式的主要區(qū)別在于 OCR1x 寄存器的更新時間。最小分辨率為 2比特(ICR1或OCR1A設為0x0003)，最大分辨率為16位(ICR1或OCR1A 設為MAX)。在一個定時器時鐘里TCNT1值等于TOP值。圖中柱狀的TCNT1表示這是雙邊斜坡操作。TCNT1 斜坡上的短水平線表示 OCR1x 和 TCNT1 的匹配比較。在OCR1x 寄存器通過雙緩沖方式得到更新的同一個時鐘周期里 T/C 溢出標志 TOV1 置位。這些中斷標志位可用來在每次計數(shù)器達到 TOP 或 BOTTOM 時產(chǎn)生中斷。否則TCNT1與OCR1x不會產(chǎn)生比較匹配。這是由于 OCR1x 在 BOTTOM 得到更新，上升與下降斜坡長度始終相等。使用固定 TOP 值時最好使用 ICR1 寄存器定義 TOP。但是如果PWM基頻不斷變化(通過改變 TOP 值)，OCR1A 的雙緩沖特性使其更適合于這個應用。設置COM1x1:0 為 2 可以產(chǎn)生普通的PWM信號；為3則可以產(chǎn)生反向PWM波形。產(chǎn)生PWM波形的機理是OC1x寄存器在OCR1x與升序記數(shù)的TCNT1匹配時置位(或清零)，與降序記數(shù)的TCNT1匹配時清零(或置位)。（3）片內(nèi)ADC的簡單介紹：ATmega16有一個10位的逐次逼近型ADC。單端電壓輸入以 0V (GND)為基準。兩路差分輸入(ADCADC0 與 ADCADC2)有可編程增益級，在A/D 轉(zhuǎn)換前給差分輸入電壓提供0dB(1x)、20dB(10x)或 46dB(200x)的放大級。如果使用 1x 或 10x 增益，可得到 8 位分辨率。ADC包括一個采樣保持電路，以確保在轉(zhuǎn)換過程中輸入到ADC的電壓保持恒定。AVCC與VCC之間的偏差不能超過177?；鶞孰妷嚎梢酝ㄟ^在AREF引腳上加一個電容進行解耦，以更好地抑制噪聲。逆變電路根據(jù)直流側(cè)電源性質(zhì)不同可以分為兩類：直流側(cè)是電壓源的稱為電壓型逆變電路；直流側(cè)為電流源的稱為電流型逆變電路。由于只是設計單相逆變并網(wǎng)，因此不討論三相逆變的情況。直流側(cè)的電壓基本無脈動，直流回路呈現(xiàn)低阻抗。（3） 當交流側(cè)為阻感負載時需要提供無功功率，直流側(cè)電容器緩沖無功能量的作用。我們只采用單相全橋結(jié)構(gòu)不考慮半橋的情況。和一對，和另一對，成對橋臂同時導通，交替各導通180176。半橋電路的，幅值高出一倍。 電壓型逆全橋逆變電路及其工作波形輸出電壓定量分析：成傅里葉級數(shù) (33)基波幅值 (34)基波有效值 (35)為正負各180186。 電流型逆變電路直流電源為電流源的逆變電路——電流型逆變電路。電流型逆變電路主要特點： （1） 直流側(cè)串大電感，相當于電流源。（3） 直流側(cè)電感起緩沖無功能量的作用，不必給開關器件反并聯(lián)二極管。換流方式有負載換流、強迫換流。、和、以1000～2500Hz的中頻輪流導通，可得到中頻交流電。負載一般是電磁感應線圈，加熱線圈內(nèi)的鋼料，RL串聯(lián)為其等效電路。C和L、R構(gòu)成并聯(lián)諧振電路，故此電路稱為并聯(lián)諧振式逆變電路。因基波頻率接近負載電路諧振頻率，故負載對基波呈高阻抗，對諧波呈低阻抗，諧波在負載上產(chǎn)生的壓降很小，因此負載電壓波形接近正弦波。t1t2：和穩(wěn)定導通階段，時刻前在C上建立了左正右負的電壓。使、不能立刻關斷，其電流有一個減小過程。4個晶閘管全部導通，負載電壓經(jīng)兩個并聯(lián)的放電回路同時放電。時，、電流減至零而關斷，換流階段結(jié)束。在時刻，即時刻過零，時刻大體位于和的中點。為保證可靠換流應在過零前時刻觸發(fā)、。數(shù)量分析：忽略換流過程，可近似成矩形波，展開成傅里葉級數(shù) (39)基波電流有效值 (310)負載電壓有效值和直流電壓的關系（忽略的損耗，忽略晶閘管壓降） (311) 主逆變電路設計分析本次設計采用全橋逆變電路， 主逆變電路在前面已經(jīng)知道光伏電池的等效模型為電流源。已知電源電壓的變化范圍（25V～48V），變壓器的變比應為K。為了能實現(xiàn)并網(wǎng)，則逆變橋在最小電壓25V輸入仍能通過變壓器升壓到312V的幅值。 即 ，則變比應使用12/220的升壓變壓器。 由于沒有買到合適的型號，暫用IRF540代替（100V，28A）。即通過通過對一系列脈沖的寬度進行調(diào)制，來等效地獲得所需的波形（含形狀和幅值）。SPWM即正弦波脈寬調(diào)制，其脈沖寬度按正弦波規(guī)律變化和正弦波等效。一般將正弦調(diào)制波的幅值與三角載波的峰值之比定義為調(diào)制度M(亦稱調(diào)制比或調(diào)制系數(shù))。但實際上為了防止上、下兩個臂直通而造成短路，在給一個臂施加關斷信號后，再延遲時間，才給另一個臂施加導通信號。這個延遲時間將會給輸出的SPWM波形帶來影響，使其偏離正弦波。在SPWM變換器中，載波頻率與調(diào)制信號頻率之比稱為載波比。（1）異步調(diào)制在異步調(diào)制方式中，調(diào)制信號頻率變化時，通常保持載波頻率固定不變，因而載波比m是變化的。當調(diào)制信號頻率較低時，載波比n較大，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)較多，正負半周期脈沖不對稱和半周期內(nèi)前后1/4周期脈沖不對稱的影響都較小，輸出波形接近正弦波。對于三相SPWM型變換器來說，三相輸出的對稱性也變差。（2）同步調(diào)制在變頻時使載波信號和調(diào)制信號的載波比m等于常數(shù)的調(diào)制方式稱為同步調(diào)制。為了使一相的波形正、負半周鏡對稱，同時使三相輸出波形嚴格對稱，載波比n應取為3的整數(shù)倍的奇數(shù)。這種頻率較低的諧波通常不易濾除，如果負載為電動機，就會產(chǎn)生較大的轉(zhuǎn)矩脈動和噪聲。（3）分段同步調(diào)制為了克服上述缺點，通常都采用分段同步調(diào)制的