【正文】 因此，LLC串聯(lián)諧振變換器與串聯(lián)諧振變換器相比，它不僅可以工作在ffs（Buck）和f=fs的頻率區(qū)間內(nèi)，而且它可以工作在fmffs（Boost）的頻率區(qū)間之內(nèi)。假設(shè)輸出電容無窮大，故認(rèn)為輸出電壓V0保持不變。此時(shí)勵(lì)磁電流繼續(xù)線性上升，勵(lì)磁電感上電壓被鉗位在nV0，不參與諧振，只有諧振電感Ls和諧振電容Cs一起諧振。直到t2時(shí)刻勵(lì)磁電流和諧振輸入電流相等，整流二極管D3關(guān)斷。但從過程來看，諧振輸入電流是以高di/dt的速率下降。正是由于D4導(dǎo)通，所以變壓器勵(lì)磁電感上電壓反向被鉗位在nV0，這樣勵(lì)磁電流線性減小。M4：從t3時(shí)刻起，諧振輸入電流反方向從零增大，Q2為ZVS開通，能量繼續(xù)傳輸給副邊。M5：在t4時(shí)刻，由于Q2關(guān)斷，諧振輸入電流給C1放電、C2充電，此過程一直維持到t5時(shí)刻C2電壓升到零為止，為Q1的ZVS開通創(chuàng)造條件。直到t6時(shí)刻勵(lì)磁電流和諧振輸入電流相等，D4關(guān)斷。M7：從t6時(shí)刻起，諧振輸入電流繼續(xù)增大到大于勵(lì)磁電流時(shí)，整流二極管D3導(dǎo)通。直到t7時(shí)刻，諧振輸入電流過零，D1關(guān)斷。能量繼續(xù)通過D3傳輸給負(fù)載。從t8時(shí)刻開始，電路進(jìn)入下一個(gè)周期。然而，原邊關(guān)斷電流較大會(huì)產(chǎn)生較大關(guān)斷損耗。此時(shí)輸出整流二極管是硬關(guān)斷，存在嚴(yán)重反向恢復(fù)問題，損耗較大，不利于效率提高。據(jù)圖24每個(gè)周期內(nèi)可以分為8個(gè)工作模態(tài)，每個(gè)工作模態(tài)的等效電路如圖25所示。M1：從t0時(shí)刻起，Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)，D3處于自然關(guān)斷狀態(tài)，輸出被變壓器隔離。實(shí)際電路中勵(lì)磁電感Lm遠(yuǎn)大于諧振電感Ls，諧振電容Cs和勵(lì)磁電感Lm、諧振電感Ls構(gòu)成的諧振周期遠(yuǎn)大于開關(guān)周期，因此這個(gè)階段可以認(rèn)為勵(lì)磁電流近似不變。而輸出僅由輸出電容供電。諧振輸入電流給C1充電、C2放電，直到t2時(shí)刻C2上電壓為零。此時(shí)只有諧振電感Ls和諧振電容Cs參與諧振。勵(lì)磁電流在鉗位電壓nV0下線性充電，勵(lì)磁電感不參與諧振。 M1：t~t1 M2：t1~t2 M3：t2~t3 M4：t3~t4 M5：t4~t5 M6：t5~t6 M7：t6~t7 M8：t7~t8圖25 工作在fmffs區(qū)間（Boost）工作模態(tài)M4：在t3時(shí)刻，Q2以ZVS方式開通，諧振輸入電流反方向流通。在t4時(shí)刻，諧振輸入電流和勵(lì)磁電流相同，此時(shí)D4的電流自然降為零而關(guān)斷，即為軟關(guān)斷。諧振電流在Q2和諧振腔內(nèi)循環(huán)流動(dòng)。直到t5時(shí)刻，Q2關(guān)斷，該狀態(tài)結(jié)束。M7：在t6時(shí)刻,Q1體內(nèi)二極管D1導(dǎo)通續(xù)流，為Q2的ZVS導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。M8：在t7時(shí)刻，Q2以ZVS方式開通，諧振電流正方向流通。在t8時(shí)刻，諧振電流和勵(lì)磁電流相同，此時(shí)輸出整流二極管D3的電流變?yōu)榱悖礊閆CS軟關(guān)斷。=fs諧振頻率點(diǎn)的工作波形圖26 工作于f=fs諧振頻率點(diǎn)的工作波形圖26給出f=fs時(shí)LLC串聯(lián)諧振變換器額定負(fù)載穩(wěn)態(tài)運(yùn)行的工作波形。以上所有過程的分析，均是基于額定負(fù)載運(yùn)行的情況，當(dāng)負(fù)載變輕時(shí)，在每個(gè)工作區(qū)域還有幾種不同的工作模式，這里不做出詳細(xì)的敘述。從LLC串聯(lián)諧振變換器工作在Boost工作區(qū)間的工作原理和工作過程來看，諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流滯后于輸入電壓時(shí)，開關(guān)管才可能以ZVS方式開通。諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流滯后于輸入電壓的頻率區(qū)域稱為感性區(qū)域，而諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流超前于輸入電壓的頻率區(qū)域稱之為容性區(qū)域，而諧振區(qū)域的分界線將會(huì)在第三章中做出分析。 圖27 變換器工作在容性區(qū)域的主要波形回到諧振變換器工作模態(tài)分析來看，當(dāng)開關(guān)管Q1關(guān)斷、Q2開通，假設(shè)當(dāng)變換器處于某一時(shí)刻t0前，此時(shí)Q1處于開通狀態(tài)，諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流從諧振網(wǎng)絡(luò)流出并流回到輸入電壓源，即諧振電流為負(fù)。從上面波形可以看出，在死區(qū)時(shí)間TD內(nèi)諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流通過MOS管Q1體內(nèi)二極管D1繼續(xù)流通，直到死區(qū)時(shí)間結(jié)束Q2導(dǎo)通為止。然而，正是由于死區(qū)時(shí)間內(nèi)D1導(dǎo)通，在t1時(shí)刻加在Q2上電壓等于輸入電壓Vi，以至于在Q2開通時(shí)不僅電壓和電流有一部分重疊，而且開關(guān)管輸出電容上能量主要消耗在開關(guān)管上，即加在導(dǎo)通電阻上。此外，在t1時(shí)刻，D1的電流和電壓由于Q2的開通被迫突降為零，很短時(shí)間內(nèi)承受很高的dv/dt沖擊，這對(duì)開關(guān)管來說是很危險(xiǎn)的。由于變換器諧振電感中電流不能突變，故尖峰不會(huì)通過諧振網(wǎng)絡(luò)，這樣會(huì)對(duì)開關(guān)管造成一定的危害。其次，也會(huì)產(chǎn)生這種情況：由于體內(nèi)二極管在關(guān)斷過程中存在反向恢復(fù)電流，此電流極有可能注入到MOS管極間電容Cgd，當(dāng)足夠大時(shí)使得本來處于關(guān)斷狀態(tài)的MOS管柵極低電平提升到開啟電壓，開關(guān)管會(huì)再次開通，從而造成橋臂上下兩開關(guān)管的直通。類似地，當(dāng)Q2關(guān)斷Q1開通的過程也會(huì)產(chǎn)生同樣嚴(yán)重的問題。所以為了使變換器具有很好的軟開關(guān)特性，變換器必須工作在感性工作模式下。以上的分析可知，橋臂中點(diǎn)電壓無論是從零到輸入電壓的變化還是輸入電壓到零的變化，都需要保證諧振網(wǎng)絡(luò)在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)電流要足夠大。類似地，當(dāng)Q2關(guān)斷時(shí)，電感中儲(chǔ)存的能量轉(zhuǎn)移到CHB從而給CHB充電至輸入電壓直到D1開通，這樣Q1的零電壓開通創(chuàng)造了條件。變換器開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)死區(qū)時(shí)間TD長(zhǎng)短將會(huì)對(duì)變換器軟開關(guān)特性產(chǎn)生很大影響。而在死區(qū)時(shí)間內(nèi)變換器工作狀態(tài)實(shí)際上是相當(dāng)復(fù)雜的。下面主要是關(guān)于Q1關(guān)斷Q2開通的過渡過程給出分析。在Q1關(guān)斷時(shí)，諧振電流反向后，橋臂中點(diǎn)電壓Va有個(gè)小的變化后恢復(fù)到輸入電壓，此時(shí)Q1寄生二極管D1開始導(dǎo)通。（b）非常明顯工作在感性區(qū)域，不過諧振電感電流仍在死區(qū)時(shí)間內(nèi)過零。（c）遠(yuǎn)離分界線的情況。（d）進(jìn)一步遠(yuǎn)離分界線的情況，幾乎在死區(qū)時(shí)間結(jié)束時(shí)諧振電流過零。這就給出了在給定死區(qū)時(shí)間內(nèi)ZVS實(shí)現(xiàn)的感性區(qū)域分界線。這種情況比容性模式要好，因?yàn)樗鼪]有體內(nèi)二極管的導(dǎo)通和反向恢復(fù)問題。由于開通電壓低于輸入電壓，CHB上能量較少，但是在空載條件下工作開關(guān)頻率通常遠(yuǎn)遠(yuǎn)要高于容性區(qū)域的頻率，因此加在開關(guān)上的損耗可能會(huì)引起開關(guān)管的過熱。 以上分析表明，諧振電流必須要大于ICsmin，足以保證開關(guān)管在重載或者輕載時(shí)都以ZVS方式開通。此外，死區(qū)時(shí)間TD保證橋臂上下開關(guān)管不直通的前提下也不能太長(zhǎng)。額定輸入電壓Vinorm 、最小輸入電壓Vimin 、最大輸入電壓Vimax諧振頻率fs和最大工作頻率fmax以及驅(qū)動(dòng)信號(hào)死區(qū)時(shí)間TD、最小電壓增益變換器在額定輸入電壓下正好工作在諧振頻率fs處，電壓增益為1，此時(shí)確定變壓器匝比。匝比和最大、最小增益為： ，以及勵(lì)磁電感和諧振電感的比值h： ；并且計(jì)算最大輸入電壓空載條件下開關(guān)管工作在ZVS下最小負(fù)載歸一化量： 根據(jù)步驟計(jì)算出諧振參數(shù)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)規(guī)格如下：輸入電壓范圍和額定輸入電壓為：300~450V DC、500VDC輸出電壓和最大輸出功率：24VDC、120W諧振頻率和最大工作頻率頻率以及死區(qū)時(shí)間：100kHz、200kHz、500nS節(jié)點(diǎn)處的寄生電容：300pF（實(shí)驗(yàn)選取IRF830,Coss為100p,Cstray為100p）按照上面設(shè)計(jì)步驟，考慮整流二極管壓降（），可以計(jì)算出參數(shù)如下：，諧振電容在主電路選擇注意以下幾個(gè)方面：（1）諧振電容容量（2）諧振電容電壓等級(jí)（3）諧振電容電流有效值計(jì)算出： Isrms=、Vcmax=342V，據(jù)此本電路中選擇22nF，400V的CBB電容。而用圖41所示思路來對(duì)LLC串聯(lián)諧振變換器進(jìn)行磁集成，將變壓器較大漏感這個(gè)不利參數(shù)化為有利條件，降低變壓器高頻噪聲的同時(shí)，又省去一個(gè)磁元件。因此，只有選取合適變壓器繞制方法，才能獲得所需比例的勵(lì)磁電感和漏感。其中圖（a）所示結(jié)構(gòu)為E型磁芯兩個(gè)邊柱上分別繞制原副邊繞組，通過原副邊繞組完全分離大大降低磁路耦合程度，達(dá)到漏感增加的目的。而圖（b）所示結(jié)構(gòu)在為將兩塊軟磁材料加在E型磁芯中間，此方法做到漏磁通不會(huì)從氣隙漏走而是從磁導(dǎo)率相對(duì)較大的軟磁材料上漏走，而從主磁路中磁通相對(duì)較小，則變壓器漏感相對(duì)較大。相對(duì)于方法（b）而言，漏磁通不是從軟磁材料而是從氣隙中走，變壓器損耗會(huì)較大。根據(jù)本章參數(shù)設(shè)計(jì)，LLC諧振變換器選用EE42/21/15，材料為PC40，原邊繞組和副邊繞組為AWG29的銅線，原邊匝數(shù)為44股并繞，繞制4層，副邊匝數(shù)為8股并繞，繞制2層。 主開關(guān)管和整流二極管的選取主開關(guān)管和輸出整流二極管選取不僅要考慮它的耐壓和通流能力，還要考慮流過電流的有效值。輸出整流管上承受的反向壓降為2V0即48V，實(shí)際中留有一定裕量，選取MBR20100CT。線開始，說明開關(guān)頻率變化與輸出電壓變化相反，隨著頻率升高，變換器輸出電壓反而降低，這與PWM型變換器（PWM型始于0176。由系統(tǒng)小信號(hào)模型得到的系統(tǒng)是高階的，開環(huán)傳遞函數(shù)有多個(gè)零極點(diǎn)。開環(huán)系統(tǒng)存在單個(gè)右半平面高頻零點(diǎn)，說明系統(tǒng)是非最小相位系統(tǒng)，同時(shí)開環(huán)傳遞函數(shù)在s平面原點(diǎn)和虛軸上無極點(diǎn)，則應(yīng)用奈奎斯特穩(wěn)定判據(jù)一判別其穩(wěn)定性。因此設(shè)計(jì)控制器主要考慮系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能要求。其中，Gc(s)表示控制器的傳遞函數(shù)，Gvco(S)為壓控振蕩器的傳遞函數(shù)，Gvw(S)為頻率輸出的傳遞函數(shù)，H(S)為輸出電壓傳輸比，即反饋回路的直流電壓比。圖32變換器的控制框示意圖一般設(shè)計(jì)控制器時(shí)，希望校正后的系統(tǒng)初始幅頻特性大于零且具有一定的幅值裕度和相位裕度（45176。），這樣可以保證系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性，同時(shí)也具有較好的穩(wěn)態(tài)誤差和動(dòng)態(tài)性能。線，根據(jù)文獻(xiàn)[38,40]為了能使校正后系統(tǒng)相角裕度控制在范圍內(nèi)，希望控制器在全頻率范圍內(nèi)引入一個(gè)積分環(huán)節(jié)，該積分環(huán)節(jié)可以提高系統(tǒng)的型別，減小穩(wěn)態(tài)誤差。中頻段，系統(tǒng)中頻段斜率大小直接決定了穿越頻率的大小。據(jù)以上要求設(shè)計(jì)兩種控制器，控制器的傳遞函數(shù)對(duì)應(yīng)具體模型如下：（1） （2） 圖33 控制器模型其中，零極點(diǎn)配置和參數(shù)設(shè)計(jì)可以根據(jù)期望頻率特性的相位裕度和穿越頻率確定?？刂破鞯囊粋€(gè)零點(diǎn)設(shè)置在低頻，防止條件穩(wěn)定情況發(fā)生，另一個(gè)零點(diǎn)放在低頻雙重極點(diǎn)附近。通過系統(tǒng)零極點(diǎn)圖仿真，當(dāng)開關(guān)頻率變化，低頻主導(dǎo)極點(diǎn)相當(dāng)穩(wěn)定，幾乎不會(huì)發(fā)生移動(dòng)；ESR零點(diǎn)則沒有任何影響，而右半平面零點(diǎn)也基本不會(huì)移到低頻區(qū)。的相位滯后，控制器的零點(diǎn)設(shè)置在低頻雙重極點(diǎn)附近。校正前后的開環(huán)Bode圖如圖46。這是由于控制器1能夠提供的最大滯后相角為90176。滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)的要求。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證控制器的設(shè)計(jì)合理性。隔離電壓信號(hào)輸入如圖37所示。它是由電壓誤差信號(hào)經(jīng)過TL431放大以后，再經(jīng)過光耦隔離通過均壓電阻 R52和R53輸入管腳8，將芯片內(nèi)部誤差放大器接成電壓跟隨器，根據(jù)芯片管腳8的輸入電壓變化改變流過R7的電流大小來控制工作頻率大小，它的具體實(shí)現(xiàn)如圖37所示。圖38 頻率設(shè)置電路和信號(hào)驅(qū)動(dòng)電路死區(qū)時(shí)間的確定可以由控制芯片MC34067的管腳16決定，如圖38所示。最低頻率和最高頻率的確定。如圖38，控制芯片管腳1和2的R9和C9大小設(shè)置最低工作頻率。最高工作頻率通過芯片MC34067管腳3和6來控制，如圖48所示。具體計(jì)算公式如下： 其中，VEAsat是控制芯片MC34067管腳6的最小輸出電壓。由驅(qū)動(dòng)芯片TC4424和隔離變壓器來驅(qū)動(dòng)，功率MOS管Q1和Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)由隔離變壓器TT2來提供。LLC諧振電路是諧振式，諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流波形近似正弦波，在空載或者輕載時(shí)為近似三角波。目前有以下幾種方法可以使用。第一種方法就是減小加在變換器輸入端的平均電壓。第二種方法就是通過增加變換器輸入功率級(jí)即諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗來限制諧振回路電流大小，此方法只適用于頻率控制的變換器。當(dāng)輸出電流在采樣電阻Rs上壓降大于設(shè)定參考電壓時(shí)，限流比較器輸出低電平使得光耦流過最大電流，此時(shí)控制芯片輸出最高頻率來限制原邊電流。首先變換器以較高開關(guān)頻率工作，變換器開關(guān)損耗和變壓器損耗會(huì)很大，效率降低；在較高開關(guān)頻率工作時(shí)，變換器很容易進(jìn)入到Buck區(qū)間，此時(shí)開關(guān)管關(guān)斷電流大，開關(guān)管關(guān)斷損耗增加，變換器散熱設(shè)計(jì)要留有一定余量，否則變換器不能長(zhǎng)時(shí)間工作在過流或短路情況。特別是在短路時(shí)幾乎所有伏秒值都加在諧振電感上，諧振電感體積足夠大才能保證諧振電感不飽和。圖39 增加開關(guān)頻率的限流保護(hù)法從上面分析可知，短路或者過流情況下，減小變換器輸入電壓也能減小變換器諧振回路工作電流。在短路或過流下，只對(duì)控制方式進(jìn)行改變，諧振電路工作在PWM方式。和提高工作頻率有著相似的地方，但是定頻控制改變了電路控制方式，使得電路在過流情況下原邊開關(guān)管失去ZVS特性。如果使用這種保護(hù)方法，變換器的控制器設(shè)計(jì)比較麻煩。在一個(gè)開關(guān)周期中，諧振電容上電壓可以通過負(fù)載電流來反映，當(dāng)負(fù)載電流改變時(shí)，諧振電容上電壓峰值也改變。在不加鉗位二極管之前，諧振電容CsCs2上電壓之和等于輸入電壓，而單個(gè)諧振電容上電壓不會(huì)被鉗位在輸入電壓。如圖311，加上鉗位二極管后諧振輸入電流峰值減小，諧振電容被鉗位在輸入電壓。 圖310 加二極管鉗位限流保護(hù)電路 圖311有無鉗位二極管諧振電容電流和電壓的波形圖312 改善二極管鉗位方法針對(duì)上述電路存在的缺點(diǎn)，在這個(gè)電路的基礎(chǔ)上，有人提出針對(duì)單諧振電容結(jié)構(gòu)的改善二極管鉗位法，見圖312，該鉗位方法通過輔助變壓器T2來實(shí)現(xiàn)的。一旦短路或過流時(shí)，諧振電容上電壓會(huì)被鉗位二極管D5 。而該方法特別是對(duì)電源啟動(dòng)時(shí)限制諧振電容上電壓和電流的大小非常有效。在實(shí)際使用中會(huì)收到不同程度的限制。實(shí)際中最常見最實(shí)用的方法就是采用采樣電阻或電流互感器對(duì)每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流進(jìn)行檢測(cè)，一旦發(fā)現(xiàn)多個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電流幅值連續(xù)大于設(shè)定電流值時(shí)，則封鎖驅(qū)動(dòng)信號(hào)，關(guān)閉開關(guān)管。但此法缺點(diǎn)在于采樣電阻自身有損耗，減低變換器效率。 ，參照第三章計(jì)算出來的數(shù)據(jù)，進(jìn)行參數(shù)導(dǎo)入：輸入電壓范圍和額定輸入電壓為：300~450V DC、500VDC輸出電壓和最大輸出功率：24