【正文】 some harmonics may be produced by the load, others by the network, and others by both load and network. Moreover, in the presence of negative sequence ponents in currents and voltages, harmonic source detection can be more dif?cult because of the overlapping of effects due to unbalance and nonlinearity. At present, there are no standards or even draft documents that de?ne the indexes and related measurement methods for the localization of harmonic sources. International standards set limits for harmonic distortion only for some voltage and cur rent levels, for both networks and loads . These limits are set for both single harmonics and total harmonic distortion by means of indexes such as the total harmonic distortion factor (THD). Standards also de?ne the measurement methods used to evaluate the harmonic distortion level . Finally, the indications they give concern only some power quality parameters (., harmonic distortion, power frequency, and ?icker) . The IEC 61000430 standard about testing and measurement techniques for power quality measurement methods does not de?ne or suggest any measurement methods for the detection of harmonic sources. In the literature, different approaches for harmonic source detection have been presented. These can be class?ed mainly into two groups: distributed synchronous measurement methods and singlepoint measurement methods. Both approaches have their advantages and drawbacks. Distributed and synchronous measurement methods report correct information about the harmonic state of the whole power system, but they are dif?cult to implement and require extremely plex and expensive measurement instrumentation for both hardware and software. On the other hand, singlepoint measurement methods have many advantages, ., easy implementation and low cost and low risk of system failure. However, in some conditions, they can report imprecise information about the harmonic state of the system. At present, singlepoint measurements are still preferable, especially for medium and lowvoltage distribution systems, where it is often very dif?cult or impossible to know the exact network impedance values. Conventional singlepoint methods for harmonic source detection are based on the measurement of harmonic active power ?ow. However, in literature, there are other approaches based on the definition of different harmonic indexes and non active powers . Harmonic active power ?ow analysis, performed by means of the deposition of voltages and cur rents into Fourier series, requires the evaluation of the amplitudes and phase angles of each voltage and current harmonic. For this purpose, accurate frequency transformation has to be used,requiring a wide observation window and timeconsuming calculations a si。參考文獻[1] 張占松，蔡宣三，開關電源的原理與設計（修訂版），電子工業(yè)出版社，~367[2] 阮新波，嚴仰光，直流開關電源的軟開關技術，北京：科學出版社，2000[3] 馬利軍，峰值電流模式控制在移相全橋變換器中干的應用[碩士學位論文]，河海大學電氣工程學院，2007.[4] Yilei Gu, C. Chen, Analysis and Design of TwoTransformer Asymmetrical HalfBridge Converter,” Proc, IEEE PESC39。尹斌對我孜孜不倦的教誨，使我受益匪淺，在設計過程中尹老師不但指出了設計中的不少錯誤，還提出了很多改進的意見，同時在以后我們該怎么做人、做學問的這個問題上給了我們很多好的意見。畢業(yè)設計是對我大學四年所學的知識的一次綜合性檢測，在設計的過程中，我學會有針對性的查一些需要的中英文資料，并且對電力電子技術編寫等方面的知識進行了系統(tǒng)的學習，在鞏固本專業(yè)知識同時也學會了很多新的東西，將學多的知識從理論應用到了實踐。該讓我們向在模擬領域進行電源技術攀登的工程師們開始敲起數(shù)字化的進行曲了。這就是使用TI公司的TSM320L2810控制的開關電源,是全數(shù)字化的電源,這時DC/DC的數(shù)字化進程就真正地實現(xiàn)了。 對電源未來發(fā)展的展望： 第二代微控制器控制的DC/DC還沒有將典型的開關電源進行全面的數(shù)字閉環(huán)控制，但是已經沒有PWM IC出現(xiàn)在電路中,一個小型MCU參與DC/DC的整個閉環(huán)控制。當輸入電壓繼續(xù)升高，變換器進入到BUCK區(qū)域內，效率有所下降。（2）工作在BOOST區(qū)域內LLC串聯(lián)諧振變換器輸出整流二極管能夠實現(xiàn)自然換流，沒有因為反向恢復問題引起的寄生振蕩，因此整流電路損耗大大減小，整流二極管電壓應力也可以設計為輸出電壓的兩倍。由圖44可見，變壓器原邊電壓處于諧振狀態(tài)，這充分說明該變壓器不僅是一個傳遞能量的變壓器，它也充當諧振電感，驗證磁集成方案的正確性。 圖44 滿載變壓器原邊電壓和諧振電容電壓仿真波形：(左)300V (右)400V理想情況下，電流型輸出變壓器原邊被副邊電壓鉗位。而由前面的理論分析可知，變壓器的勵磁電流大小只和輸出電壓、諧振周期和變壓器的匝比等參數(shù)有關?？蛰d條件下，諧振電流呈現(xiàn)三角波，該電流為勵磁電流，它為原邊開關管實現(xiàn)零電壓開通創(chuàng)造條件。 圖42空載和滿載下橋臂電壓和諧振電流波形：（左）300V（右）400V圖42為仿真波形。圖41可以看出，當變換器工作在額定輸入電壓滿載時，諧振電流波形近似為正弦波。當輸出負載和輸入電壓變化時，變換器增益隨著r變化而改變，變換器工作頻率也將變化。，仿真不可能一次成功，必須經過多次試驗，才能得出正確的仿真圖形。，像上面一樣改變主電源電壓，Ro阻值，得到相應的仿真波形，變換器工作在額定輸入電壓下，輸出整流二極管處于臨界連續(xù)狀態(tài)，此時諧振電感參與諧振的時間很短，幾乎從波形上看不出來，沒有環(huán)流損耗，效率較高。4. 點擊仿真，仿真時間設為1s,首先設置主電源電壓為300V，副電路中Ro為0，雙擊示波器得到電壓電流仿真圖形，然后改變副電路中Ro為無窮大，雙擊示波器得到電壓電流仿真波形，然后設置主電源電壓為400V同理得出仿真電壓電流波形。圖313 實用的過流保護方法第四章 仿真以及實驗結果分析見附件()通過MATLAB實現(xiàn)仿真 (仿真的時間1秒,結果正確) ，由 于電感，電阻，電容是在一個元器件中，需要雙擊進入元器件選擇你所需要的元器件，然后對照主電路圖連接電路，如果電路圖中出現(xiàn)紅線說明這條線不可以連，必須是黑線，證明電路圖連接正確。如圖313，根據(jù)專用芯片MC34067上10腳提供的保護信號，通過采樣電阻Rs經過Rc和Cc低通濾波來調節(jié)封鎖信號的快慢，單個周期內過流保護具有一定魯棒性。改善二極管鉗位法，但設計中增加了整流二極管和變壓器，這會給帶來成本上的增加，所以也是不很理想。上面幾種可行方法中，除了第一種方法外其他方法用的較少。D6鉗位在nT2V0，而具體過流點可以改變nT2來實現(xiàn)對諧振輸入電流控制。當電流未達到過流保護點時，鉗位電路不工作。缺點在于：諧振輸入電流峰值受到輸入電壓和負載的影響，具體過流保護點很難精準控制。而在原邊加入鉗位二極管之后，單個諧振電容上最大電壓將被鉗位在輸入電壓。當電容上電壓被鉗位時，輸出最大負載受到限制，原邊加入鉗位二極管方法如圖310所示，原邊鉗位二極管DD6加在諧振電容的兩端。因為調頻結束后需要切換到調占空比時，相應速度必須要快，否則變換器的工作電流將會很大，這樣對變換器的損害還是相當大?？偟膩碚f，這種方法相對第一種要復雜很多，實現(xiàn)起來比較麻煩。具體做法就是在檢測過流或短路狀態(tài)時，先提高開關頻率到兩到三倍諧振頻率處，然后電路控制由變頻控制轉換為定頻控制。因此，正常工作時，采用PFM控制保證電路高效率低電磁干擾。若采用磁集成，變壓器需要足夠大氣隙來確保短路時不飽和，過大氣隙使得電磁輻射嚴重和損耗過大。其次，工作在短路或過流時，變換器中磁元件電流應力過大會導致磁元件飽和，為防止磁元件飽和，變換器須選擇尺寸較大磁元件。雖然其控制線路設計簡單，但是此方法存在不足。對LLC諧振電路來說，提高開關頻率增加變換器功率級阻抗來限制工作電流是最簡單最易實現(xiàn)的辦法，具體做法如圖39。比如，在PWM變換器中，可以通過減小占空比來減小變換器工作電流的大小。當LLC諧振變換器進入到過載或者短路保護狀態(tài)時，有兩種方法可以來限制工作電流的大小。LLC諧振電路過流限流保護點精確度不易控制，但在普通精度范圍內是可以實現(xiàn)過流限流保護。為了增加驅動電路的驅動能力，在驅動變壓器的原邊加了一個TC4424來增加驅動電路的驅動能力。電路的驅動如圖38所示。其基本原理就是改變電阻R7大小，來控制管腳3和6中電流大小，此電流大小決定最高工作頻率。為了保證變換器在最高輸入電壓空載時也能調節(jié)輸出電壓，必須對最高工作頻率進行設置。在LLC串聯(lián)諧振變換器中，為了防止變換器進入容性區(qū)域，必須對它的最低工作頻率進行設置，保證變換器工作在感性區(qū)域。根據(jù)諧振頻率的大小和工作頻率變化以及軟開關需要來選擇合適的死區(qū)時間?？刂菩酒琈C34067產生的是兩路占空比為50%的互補的脈沖，經過驅動電路，才能變?yōu)閮陕酚泄潭ㄋ绤^(qū)時間的互補脈沖信號。圖中，電阻RR2是分壓電阻，它決定了輸出電壓，電阻R4和電容C4是積分環(huán)節(jié)，電阻RR6是PC817和TL431的限流電阻，集成芯片是控制芯片MC34067，電壓基準采用電壓比較器TL431，那么輸出電壓表達式為：電路的工作頻率控制是由芯片MC34067完成。圖34 隔離電壓信號的輸入和頻率控制本電路是一個諧振電路，因此它的控制芯片采用諧振控制芯片MC34067，通過輸出誤差信號給諧振控制芯片的壓控振蕩器來調節(jié)頻率，從而在一定輸入輸出范圍內保持輸出電壓不變。通過兩種控制器校正的結果來看，控制器2較控制器1更適合諧振型變換器控制器的設計。而使用控制器2，相角裕度為60176。使用控制器1校正后，而相位裕度卻為103176。二階振蕩環(huán)節(jié)可以系統(tǒng)幅頻特性在高頻段下降的快一點，同時有利于系統(tǒng)對高頻噪聲的影響。針對控制器2，引入積分器可以使得系統(tǒng)在全頻率范圍內引入90176。一個極點用來補償系統(tǒng)的ESR零點，另一個極點放在穿越頻率的2～3倍以便系統(tǒng)在穿越頻率處以較高的斜率下降。針對