【正文】 參考文獻(xiàn)[1] 張占松，蔡宣三，開關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)（修訂版），電子工業(yè)出版社，~367[2] 阮新波，嚴(yán)仰光，直流開關(guān)電源的軟開關(guān)技術(shù)，北京：科學(xué)出版社，2000[3] 馬利軍，峰值電流模式控制在移相全橋變換器中干的應(yīng)用[碩士學(xué)位論文]，河海大學(xué)電氣工程學(xué)院，2007.[4] Yilei Gu, C. Chen, Analysis and Design of TwoTransformer Asymmetrical HalfBridge Converter,” Proc, IEEE PESC39。尹斌對我孜孜不倦的教誨，使我受益匪淺，在設(shè)計(jì)過程中尹老師不但指出了設(shè)計(jì)中的不少錯(cuò)誤，還提出了很多改進(jìn)的意見，同時(shí)在以后我們該怎么做人、做學(xué)問的這個(gè)問題上給了我們很多好的意見。畢業(yè)設(shè)計(jì)是對我大學(xué)四年所學(xué)的知識的一次綜合性檢測，在設(shè)計(jì)的過程中，我學(xué)會有針對性的查一些需要的中英文資料，并且對電力電子技術(shù)編寫等方面的知識進(jìn)行了系統(tǒng)的學(xué)習(xí)，在鞏固本專業(yè)知識同時(shí)也學(xué)會了很多新的東西，將學(xué)多的知識從理論應(yīng)用到了實(shí)踐。該讓我們向在模擬領(lǐng)域進(jìn)行電源技術(shù)攀登的工程師們開始敲起數(shù)字化的進(jìn)行曲了。這就是使用TI公司的TSM320L2810控制的開關(guān)電源,是全數(shù)字化的電源,這時(shí)DC/DC的數(shù)字化進(jìn)程就真正地實(shí)現(xiàn)了。 對電源未來發(fā)展的展望： 第二代微控制器控制的DC/DC還沒有將典型的開關(guān)電源進(jìn)行全面的數(shù)字閉環(huán)控制，但是已經(jīng)沒有PWM IC出現(xiàn)在電路中,一個(gè)小型MCU參與DC/DC的整個(gè)閉環(huán)控制。當(dāng)輸入電壓繼續(xù)升高，變換器進(jìn)入到BUCK區(qū)域內(nèi)，效率有所下降。（2）工作在BOOST區(qū)域內(nèi)LLC串聯(lián)諧振變換器輸出整流二極管能夠?qū)崿F(xiàn)自然換流，沒有因?yàn)榉聪蚧謴?fù)問題引起的寄生振蕩，因此整流電路損耗大大減小，整流二極管電壓應(yīng)力也可以設(shè)計(jì)為輸出電壓的兩倍。由圖44可見，變壓器原邊電壓處于諧振狀態(tài)，這充分說明該變壓器不僅是一個(gè)傳遞能量的變壓器，它也充當(dāng)諧振電感，驗(yàn)證磁集成方案的正確性。 圖44 滿載變壓器原邊電壓和諧振電容電壓仿真波形：(左)300V (右)400V理想情況下，電流型輸出變壓器原邊被副邊電壓鉗位。而由前面的理論分析可知，變壓器的勵(lì)磁電流大小只和輸出電壓、諧振周期和變壓器的匝比等參數(shù)有關(guān)?？蛰d條件下，諧振電流呈現(xiàn)三角波，該電流為勵(lì)磁電流，它為原邊開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通創(chuàng)造條件。 圖42空載和滿載下橋臂電壓和諧振電流波形：（左）300V（右）400V圖42為仿真波形。圖41可以看出，當(dāng)變換器工作在額定輸入電壓滿載時(shí)，諧振電流波形近似為正弦波。當(dāng)輸出負(fù)載和輸入電壓變化時(shí)，變換器增益隨著r變化而改變，變換器工作頻率也將變化。，仿真不可能一次成功，必須經(jīng)過多次試驗(yàn)，才能得出正確的仿真圖形。，像上面一樣改變主電源電壓，Ro阻值，得到相應(yīng)的仿真波形，變換器工作在額定輸入電壓下，輸出整流二極管處于臨界連續(xù)狀態(tài)，此時(shí)諧振電感參與諧振的時(shí)間很短，幾乎從波形上看不出來，沒有環(huán)流損耗，效率較高。4. 點(diǎn)擊仿真，仿真時(shí)間設(shè)為1s,首先設(shè)置主電源電壓為300V，副電路中Ro為0，雙擊示波器得到電壓電流仿真圖形，然后改變副電路中Ro為無窮大，雙擊示波器得到電壓電流仿真波形，然后設(shè)置主電源電壓為400V同理得出仿真電壓電流波形。圖313 實(shí)用的過流保護(hù)方法第四章 仿真以及實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析見附件()通過MATLAB實(shí)現(xiàn)仿真 (仿真的時(shí)間1秒,結(jié)果正確) ，由 于電感，電阻，電容是在一個(gè)元器件中，需要雙擊進(jìn)入元器件選擇你所需要的元器件，然后對照主電路圖連接電路，如果電路圖中出現(xiàn)紅線說明這條線不可以連，必須是黑線，證明電路圖連接正確。如圖313，根據(jù)專用芯片MC34067上10腳提供的保護(hù)信號，通過采樣電阻Rs經(jīng)過Rc和Cc低通濾波來調(diào)節(jié)封鎖信號的快慢，單個(gè)周期內(nèi)過流保護(hù)具有一定魯棒性。改善二極管鉗位法，但設(shè)計(jì)中增加了整流二極管和變壓器，這會給帶來成本上的增加，所以也是不很理想。上面幾種可行方法中，除了第一種方法外其他方法用的較少。D6鉗位在nT2V0，而具體過流點(diǎn)可以改變nT2來實(shí)現(xiàn)對諧振輸入電流控制。當(dāng)電流未達(dá)到過流保護(hù)點(diǎn)時(shí)，鉗位電路不工作。缺點(diǎn)在于：諧振輸入電流峰值受到輸入電壓和負(fù)載的影響，具體過流保護(hù)點(diǎn)很難精準(zhǔn)控制。而在原邊加入鉗位二極管之后，單個(gè)諧振電容上最大電壓將被鉗位在輸入電壓。當(dāng)電容上電壓被鉗位時(shí)，輸出最大負(fù)載受到限制，原邊加入鉗位二極管方法如圖310所示，原邊鉗位二極管DD6加在諧振電容的兩端。因?yàn)檎{(diào)頻結(jié)束后需要切換到調(diào)占空比時(shí)，相應(yīng)速度必須要快，否則變換器的工作電流將會很大，這樣對變換器的損害還是相當(dāng)大。總的來說，這種方法相對第一種要復(fù)雜很多，實(shí)現(xiàn)起來比較麻煩。具體做法就是在檢測過流或短路狀態(tài)時(shí)，先提高開關(guān)頻率到兩到三倍諧振頻率處，然后電路控制由變頻控制轉(zhuǎn)換為定頻控制。因此，正常工作時(shí)，采用PFM控制保證電路高效率低電磁干擾。若采用磁集成，變壓器需要足夠大氣隙來確保短路時(shí)不飽和，過大氣隙使得電磁輻射嚴(yán)重和損耗過大。其次，工作在短路或過流時(shí)，變換器中磁元件電流應(yīng)力過大會導(dǎo)致磁元件飽和，為防止磁元件飽和，變換器須選擇尺寸較大磁元件。雖然其控制線路設(shè)計(jì)簡單，但是此方法存在不足。對LLC諧振電路來說，提高開關(guān)頻率增加變換器功率級阻抗來限制工作電流是最簡單最易實(shí)現(xiàn)的辦法，具體做法如圖39。比如，在PWM變換器中，可以通過減小占空比來減小變換器工作電流的大小。當(dāng)LLC諧振變換器進(jìn)入到過載或者短路保護(hù)狀態(tài)時(shí)，有兩種方法可以來限制工作電流的大小。LLC諧振電路過流限流保護(hù)點(diǎn)精確度不易控制，但在普通精度范圍內(nèi)是可以實(shí)現(xiàn)過流限流保護(hù)。為了增加驅(qū)動電路的驅(qū)動能力，在驅(qū)動變壓器的原邊加了一個(gè)TC4424來增加驅(qū)動電路的驅(qū)動能力。電路的驅(qū)動如圖38所示。其基本原理就是改變電阻R7大小，來控制管腳3和6中電流大小，此電流大小決定最高工作頻率。為了保證變換器在最高輸入電壓空載時(shí)也能調(diào)節(jié)輸出電壓，必須對最高工作頻率進(jìn)行設(shè)置。在LLC串聯(lián)諧振變換器中，為了防止變換器進(jìn)入容性區(qū)域，必須對它的最低工作頻率進(jìn)行設(shè)置，保證變換器工作在感性區(qū)域。根據(jù)諧振頻率的大小和工作頻率變化以及軟開關(guān)需要來選擇合適的死區(qū)時(shí)間?？刂菩酒琈C34067產(chǎn)生的是兩路占空比為50%的互補(bǔ)的脈沖，經(jīng)過驅(qū)動電路，才能變?yōu)閮陕酚泄潭ㄋ绤^(qū)時(shí)間的互補(bǔ)脈沖信號。圖中，電阻RR2是分壓電阻，它決定了輸出電壓，電阻R4和電容C4是積分環(huán)節(jié)，電阻RR6是PC817和TL431的限流電阻，集成芯片是控制芯片MC34067，電壓基準(zhǔn)采用電壓比較器TL431，那么輸出電壓表達(dá)式為：電路的工作頻率控制是由芯片MC34067完成。圖34 隔離電壓信號的輸入和頻率控制本電路是一個(gè)諧振電路，因此它的控制芯片采用諧振控制芯片MC34067，通過輸出誤差信號給諧振控制芯片的壓控振蕩器來調(diào)節(jié)頻率，從而在一定輸入輸出范圍內(nèi)保持輸出電壓不變。通過兩種控制器校正的結(jié)果來看，控制器2較控制器1更適合諧振型變換器控制器的設(shè)計(jì)。而使用控制器2，相角裕度為60176。使用控制器1校正后，而相位裕度卻為103176。二階振蕩環(huán)節(jié)可以系統(tǒng)幅頻特性在高頻段下降的快一點(diǎn)，同時(shí)有利于系統(tǒng)對高頻噪聲的影響。針對控制器2，引入積分器可以使得系統(tǒng)在全頻率范圍內(nèi)引入90176。一個(gè)極點(diǎn)用來補(bǔ)償系統(tǒng)的ESR零點(diǎn)，另一個(gè)極點(diǎn)放在穿越頻率的2～3倍以便系統(tǒng)在穿越頻率處以較高的斜率下降。針對控制器1，兩個(gè)極點(diǎn)兩個(gè)零點(diǎn)外加一個(gè)積分器。高頻段，由于系統(tǒng)高頻段相頻特性發(fā)生振蕩，這給系統(tǒng)帶來不穩(wěn)定因數(shù)，希望校正后系統(tǒng)幅頻特性在高頻段盡快下降快一點(diǎn)，可以減小不穩(wěn)定因數(shù)，同時(shí)有利于系統(tǒng)對高頻噪聲的抑制。低頻段，希望系統(tǒng)幅頻特性具有20dB/dec的斜率。由于初始相頻始于180176。～75176。理想條件下，壓控振蕩器可以等效為一個(gè)線性比例環(huán)節(jié)，比例系數(shù)可以由控制電路R、C參數(shù)確定。LLC串聯(lián)諧振變換器的控制框圖可以表示為圖32。由圖可知，開環(huán)傳遞函數(shù)在右半平面極點(diǎn)數(shù)P=0；開環(huán)幅相曲線逆時(shí)針圍繞（1，j0）點(diǎn)的圈數(shù)N=0；此時(shí)N=P，故Z=0，則說明閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定。開環(huán)幅頻特性在高頻段衰減很大，故可忽略高頻零極點(diǎn)影響。線）不同。利用本章計(jì)算參數(shù)：Ls=119uH，Lm=714uH，Cs=22nF，rs=，n=8，R=5，r=，C0=1000uF，Vi=400V，利用Matlab仿真出頻率輸出頻率特性和零極點(diǎn)圖以及奈奎斯特曲線圖，系統(tǒng)相頻率曲線從180176。據(jù)式 ，輸入電壓最大為450V，留有一定裕量，選取IRF830。通過調(diào)整氣隙測量變壓器勵(lì)磁電感為698uH，漏感為115uH。由于結(jié)構(gòu)簡單而經(jīng)常被采用。而圖（c）所示結(jié)構(gòu)為無需外加磁材料的分層繞制方法，同上述方法一樣完全分開繞制原副邊繞組，將原副邊耦合程度降到最低從而達(dá)到漏感增大的目的。但缺點(diǎn)在于部分漏感從變壓器漏出對變換器其它部分造成電磁干擾的影響，實(shí)際中視需要而選擇。圖31 LLC變壓器磁集成結(jié)構(gòu)示意圖 圖42所示有三種候選變壓器繞制方法[30,31]。LLC串聯(lián)諧振變換器相對于普通變壓器而言采用磁集成方案，其變壓器漏感和勵(lì)磁電感較接近，即漏感相對要大，勵(lì)磁電感要小，通過增加氣隙減小變壓器勵(lì)磁電感，而在增加氣隙過程中，漏感也在減小，其速度相對勵(lì)磁電感要小得多。 高頻變壓器設(shè)計(jì)LLC變壓器有其特殊性，實(shí)際應(yīng)用中盡量采用一個(gè)變壓器骨架，通過磁集成技術(shù)把諧振電感和勵(lì)磁電感集成到一個(gè)變壓器中，用一個(gè)磁元件來實(shí)現(xiàn)，減小變換器器件數(shù)量，從而減小體積和重量、提高功率密度，提高電源效率。變換器在全電壓范圍內(nèi)能調(diào)節(jié)輸出電壓，保證變壓器在最高和最低輸入電壓都能調(diào)節(jié)輸出電壓。橋臂中點(diǎn)寄生電容CZVS=2Coss+Cstray參數(shù)計(jì)算步驟如下：先確定變換器的諧振頻率，確保在高輸入電壓下能夠調(diào)節(jié)輸出電壓，須確定最高工作頻率，從而得到最大歸一化工作頻率fnmax。額定輸出電壓V0norm、最大輸出功率P0max第三章 LLC串聯(lián)諧振變換器電路設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)規(guī)格如下：從開關(guān)管關(guān)斷損耗方面來講，關(guān)斷電流也不能太大。所以空載安全穩(wěn)定運(yùn)行也是值得考慮的一個(gè)問題。Q1幾乎軟關(guān)斷，然而Q2在開通時(shí)會有電容損耗。圖29 變換器工作在空載下的工作狀況圖29給出在高輸入電壓下空載時(shí)開關(guān)管沒有實(shí)現(xiàn)ZVS時(shí)的狀況，由于變換器開關(guān)管轉(zhuǎn)換過程比較慢導(dǎo)致橋臂中點(diǎn)電壓Va在死區(qū)時(shí)間內(nèi)沒有完全諧振。Q2以ZVS方式開通，故沒有電容損耗。此時(shí)橋臂中點(diǎn)電壓Va已經(jīng)諧振到零，但是諧振電流在死區(qū)時(shí)間內(nèi)仍然過零，Va再次從零諧振到小于或者等于輸入電壓，此時(shí)D1不再導(dǎo)通，而當(dāng)Q2導(dǎo)通時(shí)只有電容損耗。橋臂中點(diǎn)電壓Va仍有很大的變化和Q1仍有導(dǎo)通的一段時(shí)間。而當(dāng)Q2開通時(shí)就會有電容損耗和以及前面提到的由D1反向恢復(fù)引起的相關(guān)問題。（a）是非常接近感性區(qū)域和容性區(qū)域的分界線的波形。 (a) (b) (c) (d)圖28 變換器工作在分界線附近的工作狀況圖28給出的波形反映的是當(dāng)變換器工作在非常接近容性區(qū)域的感性區(qū)域，ZVS特性是很難實(shí)現(xiàn)的。死區(qū)時(shí)間就是為實(shí)現(xiàn)ZVS而保證開關(guān)管在一定時(shí)間內(nèi)完成橋臂上下開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷的切換。然而，上面提到的能量平衡仍然不足以保證所有運(yùn)行狀態(tài)下開關(guān)管以ZVS開通。當(dāng)電感中儲存的能量大于橋臂中點(diǎn)等效電容CHB的能量，橋臂中點(diǎn)電壓才會由輸入電壓降到零使D2得以導(dǎo)通續(xù)流，這樣為Q2的零電壓開通創(chuàng)造了條件。然而，感性負(fù)載只是軟開關(guān)特性的必要條件，而非充分條件。通過以上的分析，容性工作模式不僅使變換器的損耗變大，而且極有可能危害諧振變換器的正常運(yùn)行。 這種容性工作狀態(tài)的另一個(gè)缺點(diǎn)就是，電路板本身存在不可避免的寄生電感承受電流的變化而形成的電壓尖峰很大，這樣會損壞與橋臂相連的IC控制芯片。開關(guān)管Q1體內(nèi)二極管D1的電壓和電流在其反向恢復(fù)期間承受極高dv/dt的尖峰，這個(gè)尖峰可能會超出開關(guān)管自身給出的dv/dt速率，從而造成MOS管內(nèi)部寄生的雙極型晶體管過熱而引起二次擊穿。 由于MOS管體內(nèi)二極管沒有很好的反向恢復(fù)特性，因此D1將會承受很大反向恢復(fù)電流尖峰的沖擊。這相當(dāng)于傳統(tǒng)中PWM控制方式下開關(guān)管以硬開關(guān)方式開通的情形，這種情況下會導(dǎo)致開關(guān)管嚴(yán)重過熱。從開通損耗方面講，Q2應(yīng)該在最小開通損耗下開通。運(yùn)行狀態(tài)如圖27所示。接下對變換器工作在容性區(qū)域時(shí)開關(guān)管的工作狀態(tài)作詳細(xì)的分析。換句話說，當(dāng)諧振網(wǎng)絡(luò)呈現(xiàn)感性，軟開關(guān)才可能實(shí)現(xiàn)。通過以上分析，我們可以看出：當(dāng)變換器處于Boost區(qū)間時(shí)，LLC串聯(lián)諧振變換器實(shí)現(xiàn)原邊MOS管的ZVS，且流過整流二極管電流斷續(xù)，輸出整流二極管ZCS軟關(guān)斷，消除因反向恢復(fù)所產(chǎn)生的損耗；當(dāng)變換器處于Buck區(qū)間時(shí)，LLC串聯(lián)諧振變換器雖能實(shí)現(xiàn)原邊MOS管的ZVS，但是整流二極管電流連續(xù)，整流二極管ZCS特性丟失，在換流時(shí)會因反向恢復(fù)而產(chǎn)生損耗，而且在整個(gè)周期內(nèi)勵(lì)磁電感Lm在變換器運(yùn)行過程中始終被方波電壓所鉗位，故一直未參與諧振，所以在此區(qū)間內(nèi)，LLC串聯(lián)諧振變換器特性偏向于普通串聯(lián)諧振變換器。其實(shí)f=fs是上述一種特殊情況，與上面相比，此時(shí)工作模態(tài)少了M1和M5；另外，此時(shí)諧振電流是一個(gè)純正弦波形，輸出電流是整流二極管D3和D4之和，而且是臨界連續(xù)的。從t8時(shí)刻開始，電路進(jìn)入下一個(gè)周期。此時(shí)只有諧振電容Cs和諧振電感Ls參與諧振，Lm的電壓鉗位在nV0，不參與諧振，僅作為變換器。直到t7時(shí)刻，諧振電流上升到零，D1續(xù)流導(dǎo)通結(jié)束。M6：與狀態(tài)M2類似，只不過此時(shí)諧振電流比勵(lì)磁電流大，兩者之差流過變壓器，整流二極管D3自然導(dǎo)通。輸出電容放電，繼續(xù)給輸出供電。M5：在t4時(shí)刻，由于諧振輸入電流和勵(lì)磁電流相等，D3和D4處于反偏截止?fàn)顟B(tài)，輸出被變壓器隔離，此時(shí)Lm開始參與諧振。此時(shí)只有諧振電容Cs和諧振電