【文章內(nèi)容簡介】 二次擊穿。其次，也會產(chǎn)生這種情況：由于體內(nèi)二極管在關(guān)斷過程中存在反向恢復(fù)電流，此電流極有可能注入到MOS管極間電容Cgd，當足夠大時使得本來處于關(guān)斷狀態(tài)的MOS管柵極低電平提升到開啟電壓，開關(guān)管會再次開通，從而造成橋臂上下兩開關(guān)管的直通。 這種容性工作狀態(tài)的另一個缺點就是，電路板本身存在不可避免的寄生電感承受電流的變化而形成的電壓尖峰很大，這樣會損壞與橋臂相連的IC控制芯片。類似地，當Q2關(guān)斷Q1開通的過程也會產(chǎn)生同樣嚴重的問題。通過以上的分析，容性工作模式不僅使變換器的損耗變大，而且極有可能危害諧振變換器的正常運行。所以為了使變換器具有很好的軟開關(guān)特性，變換器必須工作在感性工作模式下。然而，感性負載只是軟開關(guān)特性的必要條件，而非充分條件。以上的分析可知，橋臂中點電壓無論是從零到輸入電壓的變化還是輸入電壓到零的變化，都需要保證諧振網(wǎng)絡(luò)在開關(guān)管關(guān)斷時電流要足夠大。當電感中儲存的能量大于橋臂中點等效電容CHB的能量，橋臂中點電壓才會由輸入電壓降到零使D2得以導(dǎo)通續(xù)流，這樣為Q2的零電壓開通創(chuàng)造了條件。類似地，當Q2關(guān)斷時，電感中儲存的能量轉(zhuǎn)移到CHB從而給CHB充電至輸入電壓直到D1開通，這樣Q1的零電壓開通創(chuàng)造了條件。然而，上面提到的能量平衡仍然不足以保證所有運行狀態(tài)下開關(guān)管以ZVS開通。變換器開關(guān)管驅(qū)動信號死區(qū)時間TD長短將會對變換器軟開關(guān)特性產(chǎn)生很大影響。死區(qū)時間就是為實現(xiàn)ZVS而保證開關(guān)管在一定時間內(nèi)完成橋臂上下開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷的切換。而在死區(qū)時間內(nèi)變換器工作狀態(tài)實際上是相當復(fù)雜的。 (a) (b) (c) (d)圖28 變換器工作在分界線附近的工作狀況圖28給出的波形反映的是當變換器工作在非常接近容性區(qū)域的感性區(qū)域，ZVS特性是很難實現(xiàn)的。下面主要是關(guān)于Q1關(guān)斷Q2開通的過渡過程給出分析。（a）是非常接近感性區(qū)域和容性區(qū)域的分界線的波形。在Q1關(guān)斷時，諧振電流反向后，橋臂中點電壓Va有個小的變化后恢復(fù)到輸入電壓，此時Q1寄生二極管D1開始導(dǎo)通。而當Q2開通時就會有電容損耗和以及前面提到的由D1反向恢復(fù)引起的相關(guān)問題。（b）非常明顯工作在感性區(qū)域，不過諧振電感電流仍在死區(qū)時間內(nèi)過零。橋臂中點電壓Va仍有很大的變化和Q1仍有導(dǎo)通的一段時間。（c）遠離分界線的情況。此時橋臂中點電壓Va已經(jīng)諧振到零，但是諧振電流在死區(qū)時間內(nèi)仍然過零，Va再次從零諧振到小于或者等于輸入電壓，此時D1不再導(dǎo)通，而當Q2導(dǎo)通時只有電容損耗。（d）進一步遠離分界線的情況，幾乎在死區(qū)時間結(jié)束時諧振電流過零。Q2以ZVS方式開通，故沒有電容損耗。這就給出了在給定死區(qū)時間內(nèi)ZVS實現(xiàn)的感性區(qū)域分界線。圖29 變換器工作在空載下的工作狀況圖29給出在高輸入電壓下空載時開關(guān)管沒有實現(xiàn)ZVS時的狀況，由于變換器開關(guān)管轉(zhuǎn)換過程比較慢導(dǎo)致橋臂中點電壓Va在死區(qū)時間內(nèi)沒有完全諧振。這種情況比容性模式要好，因為它沒有體內(nèi)二極管的導(dǎo)通和反向恢復(fù)問題。Q1幾乎軟關(guān)斷，然而Q2在開通時會有電容損耗。由于開通電壓低于輸入電壓，CHB上能量較少，但是在空載條件下工作開關(guān)頻率通常遠遠要高于容性區(qū)域的頻率，因此加在開關(guān)上的損耗可能會引起開關(guān)管的過熱。所以空載安全穩(wěn)定運行也是值得考慮的一個問題。 以上分析表明，諧振電流必須要大于ICsmin，足以保證開關(guān)管在重載或者輕載時都以ZVS方式開通。從開關(guān)管關(guān)斷損耗方面來講，關(guān)斷電流也不能太大。此外，死區(qū)時間TD保證橋臂上下開關(guān)管不直通的前提下也不能太長。第三章 LLC串聯(lián)諧振變換器電路設(shè)計設(shè)計規(guī)格如下：額定輸入電壓Vinorm 、最小輸入電壓Vimin 、最大輸入電壓Vimax額定輸出電壓V0norm、最大輸出功率P0max諧振頻率fs和最大工作頻率fmax以及驅(qū)動信號死區(qū)時間TD橋臂中點寄生電容CZVS=2Coss+Cstray參數(shù)計算步驟如下：先確定變換器的諧振頻率，確保在高輸入電壓下能夠調(diào)節(jié)輸出電壓，須確定最高工作頻率，從而得到最大歸一化工作頻率fnmax。、最小電壓增益變換器在額定輸入電壓下正好工作在諧振頻率fs處，電壓增益為1，此時確定變壓器匝比。變換器在全電壓范圍內(nèi)能調(diào)節(jié)輸出電壓，保證變壓器在最高和最低輸入電壓都能調(diào)節(jié)輸出電壓。匝比和最大、最小增益為： ，以及勵磁電感和諧振電感的比值h： ；并且計算最大輸入電壓空載條件下開關(guān)管工作在ZVS下最小負載歸一化量： 根據(jù)步驟計算出諧振參數(shù)實驗樣機參數(shù)規(guī)格如下：輸入電壓范圍和額定輸入電壓為：300~450V DC、500VDC輸出電壓和最大輸出功率：24VDC、120W諧振頻率和最大工作頻率頻率以及死區(qū)時間：100kHz、200kHz、500nS節(jié)點處的寄生電容：300pF（實驗選取IRF830,Coss為100p,Cstray為100p）按照上面設(shè)計步驟，考慮整流二極管壓降（），可以計算出參數(shù)如下：，，，諧振電容在主電路選擇注意以下幾個方面：（1）諧振電容容量（2）諧振電容電壓等級（3）諧振電容電流有效值計算出： Isrms=、Vcmax=342V，據(jù)此本電路中選擇22nF，400V的CBB電容。 高頻變壓器設(shè)計LLC變壓器有其特殊性，實際應(yīng)用中盡量采用一個變壓器骨架，通過磁集成技術(shù)把諧振電感和勵磁電感集成到一個變壓器中，用一個磁元件來實現(xiàn)，減小變換器器件數(shù)量，從而減小體積和重量、提高功率密度，提高電源效率。而用圖41所示思路來對LLC串聯(lián)諧振變換器進行磁集成，將變壓器較大漏感這個不利參數(shù)化為有利條件，降低變壓器高頻噪聲的同時，又省去一個磁元件。LLC串聯(lián)諧振變換器相對于普通變壓器而言采用磁集成方案，其變壓器漏感和勵磁電感較接近，即漏感相對要大，勵磁電感要小，通過增加氣隙減小變壓器勵磁電感，而在增加氣隙過程中，漏感也在減小，其速度相對勵磁電感要小得多。因此，只有選取合適變壓器繞制方法，才能獲得所需比例的勵磁電感和漏感。圖31 LLC變壓器磁集成結(jié)構(gòu)示意圖 圖42所示有三種候選變壓器繞制方法[30,31]。其中圖（a）所示結(jié)構(gòu)為E型磁芯兩個邊柱上分別繞制原副邊繞組，通過原副邊繞組完全分離大大降低磁路耦合程度，達到漏感增加的目的。但缺點在于部分漏感從變壓器漏出對變換器其它部分造成電磁干擾的影響，實際中視需要而選擇。而圖（b）所示結(jié)構(gòu)在為將兩塊軟磁材料加在E型磁芯中間，此方法做到漏磁通不會從氣隙漏走而是從磁導(dǎo)率相對較大的軟磁材料上漏走，而從主磁路中磁通相對較小，則變壓器漏感相對較大。而圖（c）所示結(jié)構(gòu)為無需外加磁材料的分層繞制方法，同上述方法一樣完全分開繞制原副邊繞組，將原副邊耦合程度降到最低從而達到漏感增大的目的。相對于方法（b）而言，漏磁通不是從軟磁材料而是從氣隙中走，變壓器損耗會較大。由于結(jié)構(gòu)簡單而經(jīng)常被采用。根據(jù)本章參數(shù)設(shè)計，LLC諧振變換器選用EE42/21/15，材料為PC40，原邊繞組和副邊繞組為AWG29的銅線，原邊匝數(shù)為44股并繞，繞制4層，副邊匝數(shù)為8股并繞，繞制2層。通過調(diào)整氣隙測量變壓器勵磁電感為698uH，漏感為115uH。 主開關(guān)管和整流二極管的選取主開關(guān)管和輸出整流二極管選取不僅要考慮它的耐壓和通流能力，還要考慮流過電流的有效值。據(jù)式 ，輸入電壓最大為450V，留有一定裕量，選取IRF830。，輸出整流管上承受的反向壓降為2V0即48V，實際中留有一定裕量，選取MBR20100CT。利用本章計算參數(shù)：Ls=119uH，Lm=714uH，Cs=22nF，rs=，n=8，R=5，r=，C0=1000uF，Vi=400V，利用Matlab仿真出頻率輸出頻率特性和零極點圖以及奈奎斯特曲線圖，系統(tǒng)相頻率曲線從180176。線開始，說明開關(guān)頻率變化與輸出電壓變化相反，隨著頻率升高，變換器輸出電壓反而降低，這與PWM型變換器（PWM型始于0176。線）不同。由系統(tǒng)小信號模型得到的系統(tǒng)是高階的，開環(huán)傳遞函數(shù)有多個零極點。開環(huán)幅頻特性在高頻段衰減很大，故可忽略高頻零極點影響。開環(huán)系統(tǒng)存在單個右半平面高頻零點，說明系統(tǒng)是非最小相位系統(tǒng)，同時開環(huán)傳遞函數(shù)在s平面原點和虛軸上無極點，則應(yīng)用奈奎斯特穩(wěn)定判據(jù)一判別其穩(wěn)定性。由圖可知，開環(huán)傳遞函數(shù)在右半平面極點數(shù)P=0；開環(huán)幅相曲線逆時針圍繞（1，j0）點的圈數(shù)N=0；此時N=P，故Z=0，則說明閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定。因此設(shè)計控制器主要考慮系統(tǒng)的動態(tài)性能要求。LLC串聯(lián)諧振變換器的控制框圖可以表示為圖32。其中，Gc(s)表示控制器的傳遞函數(shù)，Gvco(S)為壓控振蕩器的傳遞函數(shù)，Gvw(S)為頻率輸出的傳遞函數(shù)，H(S)為輸出電壓傳輸比，即反饋回路的直流電壓比。理想條件下，壓控振蕩器可以等效為一個線性比例環(huán)節(jié)，比例系數(shù)可以由控制電路R、C參數(shù)確定。圖32變換器的控制框示意圖一般設(shè)計控制器時，希望校正后的系統(tǒng)初始幅頻特性大于零且具有一定的幅值裕度和相位裕度（45176。～75176。），這樣可以保證系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性，同時也具有較好的穩(wěn)態(tài)誤差和動態(tài)性能。由于初始相頻始于180176。線，根據(jù)文獻[38,40]為了能使校正后系統(tǒng)相角裕度控制在范圍內(nèi)，希望控制器在全頻率范圍內(nèi)引入一個積分環(huán)節(jié)，該積分環(huán)節(jié)可以提高系統(tǒng)的型別，減小穩(wěn)態(tài)誤差。低頻段，希望系統(tǒng)幅頻特性具有20dB/dec的斜率。中頻段，系統(tǒng)中頻段斜率大小直接決定了穿越頻率的大小。高頻段，由于系統(tǒng)高頻段相頻特性發(fā)生振蕩，這給系統(tǒng)帶來不穩(wěn)定因數(shù)，希望校正后系統(tǒng)幅頻特性在高頻段盡快下降快一點，可以減小不穩(wěn)定因數(shù)，同時有利于系統(tǒng)對高頻噪聲的抑制。據(jù)以上要求設(shè)計兩種控制器，控制器的傳遞函數(shù)對應(yīng)具體模型如下：（1） （2） 圖33 控制器模型其中，零極點配置和參數(shù)設(shè)計可以根據(jù)期望頻率特性的相位裕度和穿越頻率確定。針對控制器1，兩個極點兩個零點外加一個積分器。控制器的一個零點設(shè)置在低頻，防止條件穩(wěn)定情況發(fā)生，另一個零點放在低頻雙重極點附近。一個極點用來補償系統(tǒng)的ESR零點，另一個極點放在穿越頻率的2～3倍以便系統(tǒng)在穿越頻率處以較高的斜率下降。通過系統(tǒng)零極點圖仿真，當開關(guān)頻率變化，低頻主導(dǎo)極點相當穩(wěn)定，幾乎不會發(fā)生移動；ESR零點則沒有任何影響，而右半平面零點也基本不會移到低頻區(qū)。針對控制器2，引入積分器可以使得系統(tǒng)在全頻率范圍內(nèi)引入90176。的相位滯后，控制器的零點設(shè)置在低頻雙重極點附近。二階振蕩環(huán)節(jié)可以系統(tǒng)幅頻特性在高頻段下降的快一點，同時有利于系統(tǒng)對高頻噪聲的影響。校正前后的開環(huán)Bode圖如圖46。使用控制器1校正后，而相位裕度卻為103176。，這是由于控制器1能夠提供的最大滯后相角為90176。而使用控制器2，相角裕度為60176。，滿足系統(tǒng)設(shè)計的要求。通過兩種控制器校正的結(jié)果來看，控制器2較控制器1更適合諧振型變換器控制器的設(shè)計。通過實驗驗證控制器的設(shè)計合理性。圖34 隔離電壓信號的輸入和頻率控制本電路是一個諧振電路，因此它的控制芯片采用諧振控制芯片MC34067，通過輸出誤差信號給諧振控制芯片的壓控振蕩器來調(diào)節(jié)頻率，從而在一定輸入輸出范圍內(nèi)保持輸出電壓不變。隔離電壓信號輸入如圖37所示。圖中，電阻RR2是分壓電阻，它決定了輸出電壓，電阻R4和電容C4是積分環(huán)節(jié)，電阻RR6是PC817和TL431的限流電阻，集成芯片是控制芯片MC34067，電壓基準采用電壓比較器TL431，那么輸出電壓表達式為：電路的工作頻率控制是由芯片MC34067完成。它是由電壓誤差信號經(jīng)過TL431放大以后，再經(jīng)過光耦隔離通過均壓電阻 R52和R53輸入管腳8，將芯片內(nèi)部誤差放大器接成電壓跟隨器，根據(jù)芯片管腳8的輸入電壓變化改變流過R7的電流大小來控制工作頻率大小，它的具體實現(xiàn)如圖37所示。控制芯片MC34067產(chǎn)生的是兩路占空比為50%的互補的脈沖，經(jīng)過驅(qū)動電路，才能變?yōu)閮陕酚泄潭ㄋ绤^(qū)時間的互補脈沖信號。圖38 頻率設(shè)置電路和信號驅(qū)動電路死區(qū)時間的確定可以由控制芯片MC34067的管腳16決定，如圖38所示。根據(jù)諧振頻率的大小和工作頻率變化以及軟開關(guān)需要來選擇合適的死區(qū)時間。最低頻率和最高頻率的確定。在LLC串聯(lián)諧振變換器中，為了防止變換器進入容性區(qū)域，必須對它的最低工作頻率進行設(shè)置，保證變換器工作在感性區(qū)域。如圖38，控制芯片管腳1和2的R9和C9大小設(shè)置最低工作頻率。為了保證變換器在最高輸入電壓空載時也能調(diào)節(jié)輸出電壓，必須對最高工作頻率進行設(shè)置。最高工作頻率通過芯片MC34067管腳3和6來控制，如圖48所示。其基本原理就是改變電阻R7大小，來控制管腳3和6中電流大小，此電流大小決定最高工作頻率。具體計算公式如下： 其中，VEAsat是控制芯片MC34067管腳6的最小輸出電壓。電路的驅(qū)動如圖38所示。由驅(qū)動芯片TC4424和隔離變壓器來驅(qū)動，功率MOS管Q1和Q2的驅(qū)動信號由隔離變壓器TT2來提供。為了增加驅(qū)動電路的驅(qū)動能力，在驅(qū)動變壓器的原邊加了一個TC4424來增加驅(qū)動電路的驅(qū)動能力。LLC諧振電路是諧振式，諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流波形近似正弦波，在空載或者輕載時為近似三角波。LLC諧振電路過流限流保護點精確度不易控制，但在普通精度范圍內(nèi)是可以實現(xiàn)過流限流保護。目前有以下幾種方法可以使用。當LLC諧振變換器進入到過載或者短路保護狀態(tài)時，有兩種方法可以來限制工作電流的大小。第一種方法就是減小加在變換器輸入端的平均電壓。比如，在PWM變換器中，可以通過減小占空比來減小變換器工作電流的大小。第二種方法就是通過增加變換器輸入功率級即諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗來限制諧振回路電流大小，此方法只適用于頻率控制的變換器。對LLC諧振電路來說，提高開關(guān)頻率增加變換器功率級阻抗來限制工作電流是最簡單最易實現(xiàn)的辦法，具體做法如圖39。當輸出電流在采樣電阻Rs上壓降大