【正文】 2):566578[3] , and . Consideration about problems and solutions of speed estimation method and parameter tuning for speedsensorless vector control of induction motor drives. IEEE Trans. Ind. Applications, 2002,38(5):12821289[4] 李永東，李明才，感應電機高性能無速度傳感器控制系統(tǒng)回顧現狀與展望，電氣傳動，2004(1)； 410[5] 石麗梅，郭慶鼎，孫宜標，交流永磁直線伺服電機新型無傳感器控制，沈陽工業(yè)大學學報，1997.[6] 郭慶鼎, 王成元， 交流伺服系統(tǒng). 北京: 機械工業(yè)出版社, 1994.[7] 張云祥，許錦興，無速度傳感器的感應電動機矢量變換控制華中理工大學，1994.[8] 王長江等，無速度傳感器感應電動機矢量控制系統(tǒng)的設計,電氣傳動，1996.[9] 竺偉，陳伯時。(2) 系統(tǒng)對給定值具有良好的動、靜態(tài)跟蹤能力 。第4章對參數進行調節(jié)，并根據控制策略，在MATLAB/SIMUKINK中對整個無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)進行了仿真，分析仿真結果證明了此方法的可行性和正確性。第3章首先介紹了轉速估計的方法，分析并比較了各種方法的優(yōu)缺點。第2章探討了矢量控制理論，在建立異步電動機數學模型的基礎上，應用坐標變換將三相系統(tǒng)等效為兩相系統(tǒng)，再經過按轉子磁場定向的同步旋轉變換實現了定子電流勵磁分量與轉矩分量之間的解耦，從而達到對交流電動機的磁鏈和轉矩電流的分別控制，將一臺三相異步電動機等效為直流電動機。結論本論文就異步電動機無速度傳感器矢量控制這一熱點技術展開研究。 本章小結本章首先對仿真平臺進行了介紹，然后建立了無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)的各部分仿真模塊，最后將各模塊聯合起來搭建了一個完整的無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)仿真模型。（2） 系統(tǒng)對給定值具有良好的動、靜態(tài)跟蹤能力。圖417 給定磁通為60時，磁鏈的仿真波形圖圖418 給定磁通和100時，磁鏈的仿真波形圖由圖41418可知，電機磁通趨于平穩(wěn)，系統(tǒng)對給定值具有良好的動、靜態(tài)性能。圖49 給定速度為0時電機的估計轉速仿真波形圖 圖410 給定速度為0時電機的實際轉速仿真波形圖圖411 給定速度為500時電機的估計轉速仿真波形圖圖412 給定速度為500時電機的實際轉速仿真波形圖圖413 給定速度為1000時電機的估計轉速仿真波形圖圖414 給定速度為1000時電機的實際轉速仿真波形圖圖415 給定速度為1500時電機的估計轉速仿真波形圖 圖416 給定速度為1500時電機的實際轉速仿真波形圖由以上圖49~416的仿真結果可以看出：速度推算環(huán)節(jié)具有較好的跟隨性，系統(tǒng)在動態(tài)過程中，推算速度能夠很好地跟隨實際速度變化；在穩(wěn)態(tài)時推算速度值基本和實際速度值一致，仿真結果證明了該控制系統(tǒng)具有較好的動、靜態(tài)性能。 整個無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)模型仿真。圖45 磁鏈環(huán)仿真模型當分別給定磁通為60，100時，磁鏈環(huán)仿真波形分別如圖46，47所示。圖44 給定角速度為1500時的仿真波形給定轉速為1500 rad/s時，從圖中可以看出電機在啟動時有一定的超調，在6s鐘后電機轉速趨于平穩(wěn)(圖中橫坐標為時間time，單位s；縱坐標為角速度speed，單位rad/s)。 電流轉速雙閉環(huán)模型仿真：圖41 電流轉速雙閉環(huán)仿真模型當分別給定角速度為500，1000和1500時，仿真波形分別如圖42，43，44所示；圖42給定角速度為500時的仿真波形給定轉速為500 rad/s時，從圖中可以看出電機在啟動時有一定的超調，在6s鐘后電機轉速趨于平穩(wěn)(圖中橫坐標為時間time，單位s；縱坐標為角速度speed，單位rad/s)。仿真軟件為matlabR2014a版本，仿真結果證明了此方法的可行性和正確性。另外，Simulink還提供一套圖形分析的環(huán)境，使用者可以方便地觀察到從建模到仿真的整個過程[23~24]。在該環(huán)境中，無需大量語言代碼，只需通過直觀方便操作，便可模擬出復雜的系統(tǒng)。領域型工具箱是專業(yè)性很強的工具，主要應用于科學計算控制領域，如控制領域工具箱(Control Toolbox)、信號處理領域工具箱(Signal Processing Toolbox)等。特別是在系統(tǒng)仿真和實時圖形處理方面，功能豐富的工具箱吸引了不同領域、不同方向的研究者，使他們成為Matlab的忠實擁護者和使用者。20世紀60年代后期，美國新墨西哥大學計算機科學系教授為學生設計了一套調用庫程序的方便計算的接口，這個就是用F語言編寫的最原始的Matlab，隨后Matlab由美國的Mathworks公司于1984年正式推出市場。根據第2章中的轉子磁鏈定向的數學模型推導出計算轉速的表達式。本文選擇了用模型計算法來估計轉速，原因在于這種方法簡單，易于實現。目前這種算法的理論研究并不是很成熟，而且這種算法硬件實現起來也很困難，使得此方法的應用還處在起步階段。(8)基于人工神經網絡的方法。這種算法也存在缺陷，即計算量非常大，控制實時性不高，即使采用降階的電機模型，這個問題也不能得到很好地解決；此外，卡爾曼濾波算法的關系式是在對誤差和噪聲都已知的前提下建立起來的，要求在實踐中構造適當的參數。擴展卡爾曼濾波算法的原理與卡爾曼濾波的原理相似，都是利用遞推關系式從受干擾的信號中獲得被測信息。然而異步電機的模型是高階的，在對狀態(tài)變量的每一次估算時，都必須將電機模型在該運行點重新進行線性處理，然后再通過卡爾曼濾波算法的一系列關系式來完成轉速估計工作，這樣的計算過程非常繁瑣，實時性不強，因此這種方法只能應用在線性系統(tǒng)的濾波當中?？柭鼮V波是以最小均方差為估計的最佳準則。(7)卡爾曼濾波法。但是如何在不對電機實施人為改造的條件下來估計轉速仍然是一個有待解決的問題。人為地改變轉子的機械機構，使轉子出現一個凸極，然后給電機施加一個三相平衡的高頻電壓信號，通過這種方法來檢測出人為制造的凸極機械位置，從而獲得轉速信息。但是這種方法在低速場合下的轉速估計精度很難提高，且受干擾的影響也較大。(5)轉子齒諧波法。這種轉速閉環(huán)觀測器的優(yōu)點在于對由環(huán)境等原因引起的參數變化具有較強的抗擾性能，提高了系統(tǒng)的魯棒性。將全維狀態(tài)觀測器作為這種方法的可調模型，而把異步電機的數學模型作為參考模型，并將兩種模型的輸出量進行比較，將偏差進行反饋，由此就構成了一種轉速估計法。其基本思想是利用某些量的誤差項，通過PI自適應控制器獲得轉速的信息，一種采用的是轉矩電流的誤差項；另一種采用了轉子q軸磁通的誤差項。目前，MRAS 法主要解決的問題在于如何找出新的參考模型以及可調模型，以降低異步電機的參數對轉速估計得影響，以及如何選取合適的控制規(guī)律，能夠使得轉速估計的收斂性和抗干擾性同時達到最優(yōu)。然后將這兩個模型輸出的偏差項再反饋給可調模型，并通過一定的算法時刻調整可調模型的轉速估計值 ，使之不斷逼近真實值。(2)模型參考自適應法(MRAS)。利用電機動態(tài)數學模型進行轉速估算的方法雖然具有計算簡單的優(yōu)點，但這種方法存在計算中缺少任何校正環(huán)節(jié)的缺點。利用轉差表達式獲得轉速的方法屬于間接估計，另外一種估計轉速的方法是利用異步電動機的矢量幾何關系直接估計法。利用異步電動機的數學模型，從其最基本的電磁關系出發(fā)，直接通過電壓、電流和磁鏈方程來估算轉速和轉差。因此,無速度傳感器矢量控制技術的核心是如何準確地獲取電機的轉速信息,利用容易測量的定子電流、電壓等信息綜合計算出電機旋轉速度,目前已經提出了許多方案。因此，無速度傳感器成為了籠型電機調速系統(tǒng)優(yōu)先采用的技術。常用的速度檢測方法有：用測速發(fā)電機檢測轉速、用光電方法測速等等，這些利用速度傳感器的方法不可避免的要在電機上安裝硬件設置。因此， 本章小結本章首先闡述了矢量控制的基本思路、坐標變換，然后介紹了不同坐標系下異步電動機的數學模型，基于轉子磁鏈定向對異步電機進行了電流環(huán)，轉速環(huán)和磁鏈環(huán)的工程設計。磁鏈調節(jié)器的傳遞函數為磁鏈環(huán)的開環(huán)傳遞函數為：，使磁鏈調節(jié)器的積分時間常數為：，則。圖中為磁鏈環(huán)調節(jié)器的比例系數，為積分時間常數。磁鏈環(huán)的結構如圖26所示。轉速反饋濾波時間常數的數值由測速發(fā)電機的控制要求而定，一般取。直流回路放大系數，由電流環(huán)的動態(tài)結構框圖24可得可得ACR的比例系數的表達式電流環(huán)的負反饋系數取。電流調節(jié)器選擇PI調節(jié)器，它的傳遞函數為電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數為（3）電流調節(jié)器的參數計算由于直流電磁時間常數，因此取電流調節(jié)器開環(huán)時間常數為。圖24電流環(huán)的動態(tài)結構框圖(1)按照電流環(huán)典型Ⅰ型系統(tǒng)設計。（3）電流環(huán)小時間常數。（2）整流裝置滯后時間常數。通常取。圖23 雙閉環(huán)調速系統(tǒng)的動態(tài)框圖雙閉環(huán)調速系統(tǒng)采用工程設計法設計，即先設計電流環(huán)，然后把設計好的電流環(huán)看作是轉速環(huán)的一個等效環(huán)節(jié)，再進行速度環(huán)的設計。圖中，ACR為電流調節(jié)器，為電流反饋系數，為電流濾波時間常數，ASR為轉速調節(jié)器，為轉速反饋系數，為轉速濾波時間常數，為功率放大環(huán)節(jié)的放大倍數， 為直流回路電磁時間常數，為直流回路放大系數。由數學模型式（228）的第3式可得（229）（230）使dq坐標與轉子磁鏈同步，并進一步將d軸取在轉子磁鏈上，于是，代入（222）得（231）式（231）的第4行為(232)式中，是轉差角速度，即轉子磁鏈旋轉角速度和轉子旋轉角速度的差。對（221）作非奇異變換可求得以定子電流和轉子磁鏈作為狀態(tài)時異步電動機的狀態(tài)方程為(222)相應的電動機轉矩表示為： (223)式中，為定子電壓的dq分量，為轉子電壓的dq分量；為定子電流的dq分量，為轉子電流的dq分量；為定子磁鏈的dq分量，為轉子磁鏈的dq分量；為d軸與坐標系軸間的夾角，為定子旋轉磁場同步角速度；為轉子軸與坐標系軸間的夾角，為轉子角速度；為d軸與軸間的夾角（即），為轉子轉差角速度。定子電壓方程為（215）轉子電壓方程為（216）定子磁鏈方程（217）轉子磁鏈方程（218）由三相異步電動機轉子短路，有，可以得到電壓方程的矩陣形式變化為：（219）（220）在dq同步旋轉坐標系的運動方程中，交流電機的各個物理量已經成為在空間中靜止不動的直流物理量了。空間電角度，該坐標系在空間以定子磁場的同步角速度（也就是轉子磁場的同步速度）旋轉，在dq同步旋轉坐標系上看交流電動機的各個量，這些交流物理量就為直流量了。按照矢量控制原理，要將這些交流量轉換成直流量，還要引進dq同步旋轉坐標系變換。1代表定子側變量，2代表轉子側變量（也可以用代表定子側變量，代表轉子側變量）。為了完成靜止3/2變換和逆變換，需要分別使用如下系數變換矩陣：和經過變換可以得到異步電機在二相靜止坐標系下的數學模型。 異步電動機在靜止坐標系上的數學模型為了獲得類似直流電動機的速度控制性能，必須按照矢量控制原理進行坐標變換。式中，為電動機的極對數。每個繞組的磁鏈是它本身的自感磁鏈和其他繞組對它的互感磁鏈之和，表達式為：（27）式中 而。 異步電動機在ABC三相靜止坐標系上的數學模型忽略系統(tǒng)的非理想因素，基于電機理想化假設的前提下，列寫異步電動機在ABC三相靜止坐標系上的電機方程，包括電壓方程、磁鏈方程、轉矩方程和運動方程。這些非理想的因素將異步電機完整動態(tài)模型進一步復雜化，因此，為了簡化異步電機的建模過程，做如下理想化假設：1. 電機三相繞組完全對稱，忽略空間諧波；2. 各繞組自感和互感固定，忽略磁路飽和；3. 頻率和溫度變化對繞組電阻的影響不計；4. 忽略磁芯的損耗；5. 繞線型和籠型電機轉子都等效為三相繞線轉子，并折算到定子側；本文就是在以上假設條件下建立的異步電機數學模型。感應電動勢與轉速和磁鏈的乘積有關，電磁轉矩與電流和磁鏈的乘積有關，輸入電壓及頻率的變化會引起電流、磁鏈、電磁轉矩等變量同時變化，因此電機模型中包含兩個變量的乘積，再加上電機本身的電磁慣性和運動系統(tǒng)機電慣性等，使得異步電機的動態(tài)模型是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng)。由圖22可知，和之間的關系有（21）二相旋轉坐標系到二相靜止坐標系的矩陣形式為（22）由（22）式可求出二相靜止坐標系到二相旋轉坐標系的逆變關系為（23）同理可得，電壓和磁鏈的旋轉變換也與電流的旋轉變換相同。圖22 靜止直角坐標系與旋轉直角坐標系間的變換圖圖22中，M軸、T軸和矢量都以轉速旋轉，所以分量的長短不變，相當于M、T繞組的直流電動勢。由于各繞組匝數相等，可消去合成磁動勢的匝數，可以直接標上電流，如合成磁動勢直接標成了。把兩個坐標系畫在一起，如下圖22所示。從內部看，通過三相/二相變換和同步旋轉變換，異步電動機變換成一臺由輸入，輸出的直流電動機。上述矢量變換控制系統(tǒng)的思想可以用結構圖的形式表示為如圖21所示。如果觀察者站在鐵芯上與坐標一起旋轉，他看到的便是一臺直流電動機。 本文的主要研究內容本文結合國內外研究成果，查閱并消化理解相關資料，了解無速度傳感器控制技術的工作原理，并對相關環(huán)節(jié)的參數進行了計算，運用基于轉子磁鏈定向的方法，對于無速度傳感器