參賽學(xué)校南京航空航天大學(xué)金城學(xué)院-文庫(kù)吧資料
2025-07-02 13:28本頁(yè)面
【正文】 析計(jì)算功率因數(shù)： 調(diào)制器傳遞函數(shù)： 反饋傳遞函數(shù)：開(kāi)環(huán)響應(yīng)：交叉頻率：當(dāng)其三、 電路設(shè)計(jì) 圖31 DCDC變換部分電路原理圖 DCDC變換部分電路原理圖如圖31所示。內(nèi)核工作于72MHz，能夠滿(mǎn)足大量數(shù)學(xué)運(yùn)算的需求。但是完成PID算法需要進(jìn)行一定量的數(shù)學(xué)計(jì)算，控制器的運(yùn)算速度要求較高，MSP430F149片內(nèi)高速緩存（RAM）容量為2K，加上主頻較低，故不采用此方案。符合設(shè)計(jì)需求，故選用LM5117為DCDC控制芯片方案一：采用C51單片機(jī)作為MCU雖然本隊(duì)成員能夠熟練應(yīng)用51單片機(jī)實(shí)現(xiàn)不同需求，但是51單片機(jī)功能相對(duì)較弱，且速度較慢，所以此方案不采用。電流模式控制具有固有的輸入電壓前饋、逐周期電流限制和簡(jiǎn)化環(huán)路補(bǔ)償?shù)墓δ堋M5117同步整流控制芯片，適用于高電壓或各種輸入電源的降壓型穩(wěn)壓器應(yīng)用。方案二：基于LM5117的同步整流DCDC方案DC/DC變換器的損耗很大一部分是輸出端整流管的損耗，即使采用低壓降的肖特基二極管,~,導(dǎo)致整流損耗增大,電源效率降低。圖13 正激式DCDC基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖圖13所示為正激式DCDC基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。正激變換器的輸出功率不象反激變換器那樣受變壓器儲(chǔ)能的限制，因此輸出功率較反激變換器大，但是正激變換器的開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力高，為兩倍輸入電壓，有時(shí)甚至超過(guò)兩倍輸入電壓。為了達(dá)到盡量高的效率以及提高最終輸出電源的質(zhì)量，本級(jí)DCDC變換電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的選擇就顯得尤為重要。Boost升壓式功率因數(shù)校正電路元件體積小，校正效果好，滿(mǎn)足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求，故采用此方案。由于電容容值的限制,被動(dòng)式功率因數(shù)校正的功率因數(shù)提升效果非常有限，達(dá)不到系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求，故不采用。 方案一：采用無(wú)源被動(dòng)式功率因數(shù)校正方案被動(dòng)式功率因數(shù)校正也被稱(chēng)為“填谷式功率因數(shù)校正”，簡(jiǎn)單的示意圖如圖12所示。由于采用了運(yùn)放放大，可以減小測(cè)量電路的電能消耗。但是該傳感器會(huì)受地磁場(chǎng)的干擾，導(dǎo)致采集的電壓值有很大的誤差，不能滿(mǎn)足本設(shè)計(jì)高精度的要求，故不采用。故采用此方案。能夠得到和兩路相位和電壓電流波形對(duì)應(yīng)的方波，只要通過(guò)單片機(jī)結(jié)合外部中斷和內(nèi)部定時(shí)器就可以得到兩路方波的相位差。故不采用此方案。方案一：采用數(shù)字化離散測(cè)量 使用模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊將電流和電壓信息進(jìn)行連續(xù)采集，然后使用快速傅里葉變換算法（FFT），分別求出基波電壓和電流的初相位，然后根據(jù)相位差計(jì)算功率因數(shù)。使用其兩路差分輸入，以及內(nèi)部可編程放大器，能夠很好地滿(mǎn)足本設(shè)計(jì)的要求。4個(gè)模擬輸入通道可以根據(jù)要求配置成4路單端輸入，和2路差分輸入。而且由于
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